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コンパレータは2つの電圧または電流を比較し、出力を切り替えてどちらが大きいかを示します。

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このコンパレータはなぜ方形波を出力しないのですか?
クロックとして使用するためにTTL矩形波に変換したいICから4.43MHzの正弦波出力があります。信号のDCオフセットは約2.5Vで、振幅はピーク間で約0.5Vです。 この回路でTLV3501高速コンパレータを使用して、これを0-5Vの方形波に変換しようとしました。 コンパレータは期待どおりに動作しているように見えます。RV1の一方の端でSQ_OUTの出力は0Vで、もう一方の端では5Vで、ほぼ中央のポイントで波形が表示されます。ただし、DCオフセットがあり、方形波のようには見えません。 (上記は0.5V / divで、DCオフセットはほぼ2Vです)。 データシートには、50MHzの信号から生成された方形波が示されているので、明らかに何か間違っています。ブレッドボードを使用していますが、ICはピンにはんだ付けされたC1とC2のアダプター上にあります。また、SQ_OUTをブレッドボードから切断し、ピンの出力を測定してみましたが、同じ結果が見られました。0-5Vの方形波を取得するにはどうすればよいですか? 編集 ここでの提案に従って、コンパレータに500hzから20000hzの範囲の信号を供給し、2.5VDCでオフセットしました。私はほとんど同じ結果を観察しました:RV1を一方の極、5Vのフラットライン、もう一方の極を0V、そして約.5Vp / pの波形と約2.5Vのオフセットの間に(オフセットはRV1によって異なります)。 予想される出力に最も近かったのは、5Vで平坦なピークでしたが、それでも0〜5Vの間でスイングしませんでした。 これはスコープの問題を除外しているように見えるので、電気環境(ブレッドボードを使用している)または間違って配線している必要があります(これは疑わしいですが、確実にトリプルチェックと4倍チェックを行います)。または、おそらくチップではない可能性もあります。 これらの問題が要因になるのではないかと思っています。 ブレッドボードを使用しています(ただし、SQ_OUTはブレッドボードに接続されていません)。 スコーププローブを除き、負荷は接続されていません。以前、4.43MHzを供給していたときに、負荷が接続されていました(AD724のクロック入力)。 20Kの分圧器であるRV1の抵抗は大きすぎますか? 編集2 私の問題はノイズの多い電源(フィルターなしの5V USB)が原因であり、ブレッドボードからの浮遊容量によって悪化したと考えています。USB電源では、コンパレータは3つの状態を持っているように見えました:0Vでのフラットライニング、5Vでのフラットライニング、または入力での電圧。これは、信号がなくても2.5VDCの場合でした。「中間状態」は高周波振動であったと推測しています。バッテリーから回路に電力を供給することで期待どおりの出力を得ることができ、ブレッドボードから完全に取り外したときに最良の結果が得られました。そのときだけ、「中間状態」のない0Vまたは5Vのフラットラインのみを取得しました。ブレッドボードに1000hzの信号を供給すると、2.5V付近にジグとザグがいくつかある0〜5Vの方形波が表示され、出力がクリーンでないことがわかります。このデバイスを使い続けたいと思うなら 独自のボードに配置し、電源をフィルタリングする必要があります。貢献してくれたすべての人に感謝します。


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コンパレータが一般にオペアンプよりも高いオフセット電圧を持っているのはなぜですか?
信号を定電圧と比較する必要があります。信号の範囲は0〜30mVであり、250µVの差で50nsの応答時間を必要とします。信号は、数mV / µsの範囲のスルーレートを持つ三角波です。 TIが提供するコンパレータを見ると、それらは750µVのオフセット電圧で始まり、3000nsで始まる10nsコンパレータがあります。 ただし、オペアンプのリストを見ると、それらは1µVのオフセット電圧で始まり、100MHzのアンプは100µVで始まります。 信号を比較するためにオペアンプではなくコンパレータを使用することを強くお勧めします。したがって、私が見ている唯一のオプションは、信号を高精度の高速オペアンプで事前増幅してからコンパレータを使用することです。しかし、これは間違っているように聞こえます。これが可能であれば、なぜチップメーカーはこれをモノリシックソリューションとして提供しないのですか?

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FPGAの差動I / Oピンを高速コンパレータとして使用できますか?
高速コンパレータはかなり高価であり、速度はFPGAが得意とするものです。一方、FPGA(私の場合:XC3S400)は、各バンクにペアの差動ピンがあり、それらの電圧が比較されます(少なくともそう思う!)。また、コンパレータとして機能するシングルエンド標準のVrefもあります。 これらの差動I / Oペアピンをコンパレーターとして使用できるかどうかを知りたい場合は、どうすればよいですか(vrefを接続してシングルエンド標準を使用するか、2つの電圧を差動I / Oピンに接続する必要がありますか? ?) エディション:私はそれを試してみましたが、素晴らしい作品です!

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5 nsパルスの延長
非同期のコンパレータから出力される5 nsのパルス幅Highがあります。このパルスを数えようとしています。現在のマイクロコントローラー(dsPIC33FJ)には、少なくとも10 nsのパルス幅Highの最小仕様を持つ非同期カウンターが搭載されています。 この5 nsパルスをカウンターで読み取れるように延長/延長するためのオプションは何ですか?別のマイクロコントローラーに切り替えたり、より質の高いフロントエンドカウンターを使用したりすることはできますが、代わりにパッシブ/シンプルな回路を使用したいと思います。これは可能ですか? 私がこれまでに研究したこと: 放電によって速度が遅くなることを期待して、出力信号とグランドの間に.1uFのコンデンサを接続しようとしましたが、信号を大きく歪めるだけでした。より低い値を使用できますか? サンプルを調べてICを保持しましたが、検出できる最短の取得時間は約200 nsで、これはアプリケーションには適していません。

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コンパレータ回路図記号
この回路図は最近の質問に表示されます。三角形はオペアンプまたはコンパレーターである可能性があります。これらは両方とも同じ接続を持っているからです。(なぜ)コンパレーター用の別個の記号がないのですか?オペアンプとコンパレータの機能は大きく異なります。 または、@ boardbiteがコメントで書いているドキュメントから:

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このような低いオペアンプ入力電流はどのようにして可能ですか?
オペアンプの入力電流が低いことを理解しています。それはそれらを定義する特性の1つです。しかし、LMC6001のデータシート(1つのウルトラでは不十分だったため、「ウルトラ、ウルトラロー入力電流アンプ」と呼ばれていました)を見て、どうすれば<censored>はこのような低い入力電流を得るのでしょうか? LMC6001は、25°Cで最大25 フェムトアンペアの最大入力バイアス電流を要求しています。ピン間の定格入力オフセット電圧が10mVであるため、SOICパッケージの隣接する2つのピンである入力間の400GΩ抵抗に相当します。また、等価の入力対電力抵抗はさらに高くなります。 そして、コンパレーターを見ると、さらに印象的です。例えば取るTLV7211も小さいSC-70パッケージでありながら同等の入力入力し、入力対電力抵抗は、100TΩのオーダーです。これはどのようにしてPCBとパッケージを流れるリーク電流によって支配されないのですか?

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多くのウィンドウコンパレータの簡素化
私は8つのサーミスタを使用していますが、それぞれが温度ウィンドウ内にあることを確認する必要があります。それらはすべて同じウィンドウを持ち、どれが何個が有効範囲内にあるかは気にしません。それらすべてが(同じ)ウィンドウ内にあるかどうかを知る必要があります。これはハードウェアのみのソリューションであるため、ADC読み取りのソフトウェアシーケンスは問題外です。 現在、私の最善の解決策は、多数のコンパレータICを使用し、サーミスタごとに個別のウィンドウコンパレータを実装することです。ソリューションを最適化するために、それぞれにオープンドレイン出力を備えた複数のクワッドコンパレーターを使用して、それらをすべて接続することができます。それでも、本質的には同じ回路です。私が作成できるリファレンス/トリガー電圧は、バッファリングしてからすべてのコンパレータに供給します。 私は問題にコンパレーターの束を投げるだけで愚かだと思います。これ以上の方法がないかどうかはわかりませんが、私は主にボードスペースを最適化しようとしています。あなたが知っている創造的な方法はありますか?たとえば、すべてのサーミスタの最小/最大電圧を選択し、単一のウィンドウコンパレータを使用します(編集:2つのコンパレータofc)。これは、IMHOがより大きなソリューションをもたらすため、良い答えではありません。インスピレーションを得るためにこれについて言及します。 編集:私はソフトウェアベースのソリューションが最善であることを知っています。それが、誰もがそれを示唆するのを防ぐために、冒頭と前にそれを述べた理由です。問題がこのように定義されている理由は、これは安全回路であり、仕様ではソフトウェアモニターに加えてハードウェアのみのソリューションを実装する必要があるためです。したがって、ソフトウェアベースのソリューションはすでに存在しています。ハードウェアベースのソリューションを実装するための最良の方法を見つける必要があるだけです。

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コンパレータ:正弦波から方形波へのノイズの多い、どれだけの位相ノイズ?
回路では、正弦波信号を方形波に変換するためにコンパレータが使用されます。ただし、入力信号はきれいな正弦波ではなく、ノイズが追加されています。 コンパレータは理想的であると想定され、ノイズ信号よりもはるかに大きいヒステリシスを持っているため、正弦波のゼロ交差でリンギングはありません。 しかし、入力信号のノイズが原因で、コンパレータはクリーンな正弦波の場合と同じようにわずかに早くまたは遅く切り替わるため、生成される方形波には位相ノイズが含まれます。 以下のプロットはこの動作を示しています。青い曲線はノイズのある入力正弦波で、黄色の曲線はコンパレーターによって生成される方形波です。赤い線は、正と負のヒステリシスしきい値を示しています。 入力信号のノイズのスペクトル密度を考えると、方形波の位相ノイズをどのように計算できますか? これについて適切な分析をしたいのですが、トピックに関するリソースがまだ見つかりませんでした。どんな助けでも大歓迎です! 明確化:与えられた回路によって生成された位相ノイズを分析したいのですが、ノイズを削減する方法について尋ねていません!

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「オペアンプ」と「コンパレータ」の違いは何ですか?
電子部品販売のWebサイトでは、オペアンプとコンパレータの2つの異なるカテゴリがあることがわかります。私が知る限り、負帰還を接続せずにオープンループモードで実行しない限り、オペアンプ自体は既にコンパレータです。では、これらの「コンパレータ」は正確には何ですか?それらは通常のオペアンプと何が違うのですか?オペアンプよりもコンパレータを好むのはいつですか?

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MOSFETを介したPWMによるヒーターの制御
MOSFETを使用してPWMでヒーターコイル(抵抗〜0.9オーム)を制御しようとしています。PWM変調器はLM393に基づいており、MOSFETはIRFR3704(20V、60A)です。 ヒーターの代わりに1kの抵抗を配置すると、すべて正常に動作し、テストポイントCH1とCH2の波形はほぼ正方形になります。しかし、実際のヒーターをスキームに配置すると、電圧がVthを超える瞬間にパルスの立ち下がりエッジで発振が発生します(チャネルはここで混合されます。黄色のオシロスコープチャネルがテストポイントCH2に接続され、シアンチャネルがCH1に接続されています)。発振振幅は電池電圧よりやや大きく、最大で16Vに達します。私は主にマイクロコントローラーの専門家であり、この種の回路に関する私の知識は乏しいです。ヒーターのインダクタンスなどの影響ですか?それに反対する方法は?

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PIC12F675 GP4が機能しない
プロジェクトにPIC12F675を使用していますが、1つの点を除いてすべて正常に動作します。GP4はデジタルIOとして機能しません。設定とコードをよく見てきましたが、何も見つかりませんでした。 構成: #pragma config FOSC = INTRCCLK #pragma config WDTE = OFF #pragma config PWRTE = OFF #pragma config MCLRE = OFF #pragma config BOREN = ON #pragma config CP = OFF #pragma config CPD = OFF コード: #include <xc.h> #include <math.h> #include "config.h" #define _XTAL_FREQ 4000000 void delay(unsigned int …
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