MOSFETを介したPWMによるヒーターの制御


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MOSFETを使用してPWMでヒーターコイル(抵抗〜0.9オーム)を制御しようとしています。PWM変調器はLM393に基づいており、MOSFETはIRFR3704(20V、60A)です。

現在の回路図

ヒーターの代わりに1kの抵抗を配置すると、すべて正常に動作し、テストポイントCH1とCH2の波形はほぼ正方形になります。しかし、実際のヒーターをスキームに配置すると、電圧がVthを超える瞬間にパルスの立ち下がりエッジで発振が発生します(チャネルはここで混合されます。黄色のオシロスコープチャネルがテストポイントCH2に接続され、シアンチャネルがCH1に接続されています)。発振振幅は電池電圧よりやや大きく、最大で16Vに達します。私は主にマイクロコントローラーの専門家であり、この種の回路に関する私の知識は乏しいです。ヒーターのインダクタンスなどの影響ですか?それに反対する方法は?

オシロスコープのスクリーンショット


これらの発振の周波数を確認するのに役立つと思います。ヒーターがMOSFETの寄生成分の1つ、おそらくドレイン-ソース間容量と共振している可能性があります。R1とR6の目的は何ですか?オペアンプは常にとにかく電圧を強制していますか?
ミスターミステール2014

多くの場合、時定数が含まれるため、ヒーターはオン/オフとして制御され、ヒステリシスが生じる可能性があります。PWMはヒーターでは一般的ではありません
Scott Seidman、2014

PLMも使用されます(長いタイムベースのPWMに相当-パルス長変調-たとえば、50%が5分間オン、5分間オフ)。PWMは通常、負荷の周波数応答を使用してローパスとして機能するため、変動するDC値と同等になります。PLMは通常、システム全体(例えば、ヒーター+部屋)の周波数応答を時定数として使用して、単なるヒステリシスよりも望ましい状態に近いトラッキングを提供します。
ピートカーカム14

回答:


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それはおそらくインダクタンスによるものではないでしょう

おそらく、バッテリーから8アンペア近くにプルすると、バッテリー電圧に大きな影響があり、これにより、PWM信号を生成するコンパレーター周辺のスイッチングしきい値が変更されます。

LM393とR3は、バッテリーからのRCフィルター(たとえば50オームと1000 uf)または5V LDOレギュレーター(デカップリング付き)から供給する必要があります。

5Vから供給されるLM393でも、プルアップ抵抗R1をフルバッテリ電圧に接続したままにして、FETを可能な限り強くオンにすることができます。

また、電圧のピークがバッテリー電圧を超えるため、インダクタンスが何らかの影響を及ぼしているため、フライバックダイオードの使用をお勧めします。


フライバックダイオード推奨の場合は+1。さらに、バッテリ全体に大きな(>10kμF)電気コンデンサを配置すると、波形が改善されます。
GR Tech

+1正のフィードバックの味を損なうことはありませんが、最初に(少なくとも)ポット電圧の規制。
Spehro Pefhany 2014

バッテリーと並列に2200uFのコンデンサを追加し、LDOからコンパレータに電力を供給するとうまくいきました。私はまだ過渡期に少しの振動を見ますが、とにかく高い家賃が関係しているとき、それを完全に取り除くことはできないと思います。ありがとうございました!
s0me0ne 2014

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それはおそらくインダクタンスです。MOSFETは非常に速くオフになり、V = L(di / dt)電圧スパイクが発生します。これにより、MOSFETのツェナー保護がオンになり、回路の残りの部分に電流が流れます

フライバックダイオードが有効です。

カソードを正極端子に接続した状態で、ダイオードをヒーターエレメントと並列に配置します。

これをオフにすると、電流はダイオードを介して無害な経路を見つけます。

注意してください。ダイオードは各サイクルで加熱されます。

オシロスコープのトレースから、発振時間は約100usです

電流=約10A

ダイオードの順方向バイアスのV = 0.7V

E = VIT = 700 uJ(この計算は不正行為であることがわかっています。おそらくこの量の半分未満です)

P = E * F(F =スイッチング周波数)

F = 1kHZの場合、P = 700mW

ダイオードを選択するには、その電力定格(ワット)にスイッチング周波数(kHz)を掛けます。


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回路に非常に重大な欠陥が見られます。LM393にはオープンコレクター出力があります。したがって、出力が「ハイ」になると、事実上「ローではない」だけになり、R1 = 10kを介してプルアップされます。MOSFETゲートに流れる充電電流もR1を介して供給されるため、ターンオンは非常に遅いです。これは1kダミー負荷の問題ではありませんが、負荷電流が大きいと、MOSFETの寄生(ミラー効果など)が原因で問題が発生することがあります。

低インピーダンスパスを介して、おそらくバイポーラトーテムポールドライバーを介して、MOSFETゲートをはるかに高速に充電するように回路を変更する必要があります。TIアプリケーションノート「高速MOSFETゲートドライブ回路の​​設計およびアプリケーションガイド」(SLUP169)を参照してください。参考のために。


非常に便利なアプリケーションノートです。ご指摘いただきありがとうございます。説明した手法を実装した後、残りの発振を排除できると思いますが、LDOを追加することで問題の95%が最終的に解決されました。悲しいことに、一度に2つの回答を受け入れることはできません8(
s0me0ne

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ここに画像の説明を入力してください小さな正のフィードバック(抵抗)を追加して、リトルヒステリシスを提供します(R3による鋸歯状波形のポイントラインのポイント設定)

たとえば、抵抗10MB beetweenノード3と1の履歴用U1正帰還-電源の安定した変動(バッテリー)

電源R3にダイオード+フィルターRCを追加

電圧バッテリーを変更して、R3に別の切り替えポイントを設定し、フラッピングQ1を生成します

その結果、供給による正のフィードバック回路-発振周波数

(申し訳ありません)

http://en.wikipedia.org/wiki/Schmitt_trigger

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