コンパレータが一般にオペアンプよりも高いオフセット電圧を持っているのはなぜですか？

信号を定電圧と比較する必要があります。信号の範囲は0〜30mVであり、250µVの差で50nsの応答時間を必要とします。信号は、数mV / µsの範囲のスルーレートを持つ三角波です。

TIが提供するコンパレータを見ると、それらは750µVのオフセット電圧で始まり、3000nsで始まる10nsコンパレータがあります。

ただし、オペアンプのリストを見ると、それらは1µVのオフセット電圧で始まり、100MHzのアンプは100µVで始まります。

信号を比較するためにオペアンプではなくコンパレータを使用することを強くお勧めします。したがって、私が見ている唯一のオプションは、信号を高精度の高速オペアンプで事前増幅してからコンパレータを使用することです。しかし、これは間違っているように聞こえます。これが可能であれば、なぜチップメーカーはこれをモノリシックソリューションとして提供しないのですか？

わずかな差で高速を実現するのは困難です。

コンパレータはオペアンプよりも高い入力オフセット電圧を持つ傾向があるだけでなく、高速を得るために非常に高い実効ノイズも持つことに注意してください。

Oliver Collinsは、数十年前に論文を発表しました。出力に単極フィルタリングを備えた1つ以上の低ノイズ、低ゲインオペアンプステージを高速コンパレータの前に置くと、はるかに優れた結果、つまり時間ジッターが少なくなることを示しています、段階ごとにスルーレートを上げます。任意の入力スルーレートと最終コンパレータに対して、最適なステージ数、ゲインプロファイル、およびRC時定数の選択があります。

つまり、初期オペアンプはコンパレータとしてではなく、スロープアンプとして使用されるため、最終的なコンパレータに必要な出力スルーレートまたはGBW積は必要ありません。

2段のスロープ増幅器の例を次に示します。最適値は入力スルーレートに依存するため、値は指定されていません。ただし、出力コンパレータのみを使用する場合と比較して、ほとんどすべてのゲインプロファイルが改善されます。たとえば、10のゲインを使用してから100のゲインを使用した場合、これは実験を開始するのに非常に妥当な場所です。

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}

明らかに、アンプは飽和状態で多くの時間を費やします。RCフィルターのサイジングの鍵は、アンプが飽和から中点に達するまでの時間を、最速の入力スルーレートで選択したRCの2倍にするように時定数を選択することです。時定数は、アンプチェーンに沿って明らかに減少します。

RCは、フィードバックゲイン抵抗の両端に配置されたCではなく、オペアンプの後の実際のフィルターとして表示されます。これは、このフィルターが6dB /オクターブのノイズの高周波減衰を任意の高周波数まで継続するのに対し、フィードバックループ内のコンデンサーが周波数がユニティゲインになるとフィルタリングを停止するためです。

RCフィルターを使用すると、しきい値を超える入力とそれを検出する出力との間の絶対時間遅延が増加することに注意してください。この遅延を最小限に抑えるには、RCを省略してください。ただし、RCによって提供されるノイズフィルタリングにより、入力から出力までの遅延の再現性が向上し、ジッターが低下します。

ノイズとオフセット電圧の点で高性能を必要とするのは入力オペアンプのみです。後続のすべてのアンプの仕様は、そのゲインによって緩和できます。逆に、最初のアンプは、後続のアンプほど高いスルーレートやGBWを必要としません。

この構造が商業的に提供されない理由は、パフォーマンスがほとんど必要とされず、最適なステージ数が入力スルーレートと必要な仕様に非常に依存しているため、市場が小さく断片化され、価値がないことです後に行く。このパフォーマンスが必要な場合は、商業的に入手できるブロックからビルドすることをお勧めします。

IEEE Transactions on Communications、Vol 44、No.5、1996年5月、601ページからの論文の先頭と、スロープ増幅のステージ数とゲインを変更したときに得られるパフォーマンスを示す概要表ステージの分布。表3からわかるように、1e6のスロープ増幅が必要な特定のケースでは、パフォーマンスは3ステージを超えて改善され続けますが、改善の大部分は3ステージのみですでに発生しています。

オフセットが非常に低いオペアンプ（TLC2652など）は、必要な帯域幅が非常に低い（約2 MHz）ため、現実的にはリンゴとリンゴを比較する必要があります。また、同デバイスのデータシートには、コモンモード入力電圧で入力オフセット電圧がどのように変化するかが指定されていません。コンパレータの場合、大きなコモンモードオフセットが予想され、多くの場合、理想的な信号条件でオペアンプのオフセット電圧が指定されます。

もう1つの事実は、ほとんどのコンパレータ回路がヒステリシスを使用することであり、これは、出力からの正帰還が電源レールに依存しているため、オフセット電圧の素晴らしい数値をはるかに上回ります。

そして、これが比較の主な問題です。

Vosをフィルターパラメーターとして選択した後にTIリストを調べると、100 MHz以上の帯域幅を持つ最初のオペアンプがOPA625です。50 nsでフルスイングを生成する250 uVの期待は、100 MHzでのACゲインが（たとえば）5ボルト/ 250 uV = 20,000または86 dBでなければならないことを意味します。さて、OPA625のオープンループゲインは100 MHzで0 dB未満です。

これは、比較に再び欠陥があることを意味します。比較するときは、現実的である必要があります。100 MHzのオペアンプは、250 uVの差動入力電圧変化で50 nsで出力を切り替えることができるコンパレータよりも数十倍劣っています。

その回路を設計しましょう。50ナノ秒の応答が必要であるため、1 / 50nSまたは20MHzの帯域幅が開始帯域幅です。

ノイズフロアとは？偽トリガーの発生率が低い場合、ノイズパワーは信号ノイズよりも10dB弱くする必要があります（0.1％のビットエラーが発生します）。総合ノイズは250uV / 10dBまたは250uV / 3.16または80マイクロボルトRMSでなければなりません。20MHz BWで。

ノイズ密度（および許容されるRnoise）を見つけるために、80uVをsqrt（bW）または80u / sqrt（20,000,000）または80u / 4,500または18 nanoVolts / rtHzで除算します。1Kohmが4nanoVolts / rtHzの場合、20,000オームのRnoise値を使用できます。

3つの差動ゲイン段を備えたRCA / Harris CA3011広帯域アンプをお勧めします。データシートには、（通常）600マイクロボルトの入力で制限され、その制限付き/方形波出力は高速コンパレータの駆動に確かに適していると書かれています。データシートには、50Ωからの1：2入力ステップアップ（共振器PI）が与えられた場合、NoiseFigureは4.5MHzで9dBであると書かれています。

今、その不確かなオフセット電圧について.....