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電圧ジッター/ノイズのある電圧供給をセットアップする方法はありますか？さまざまな電圧などでノイズを除去する実験をしたいのですが、LTSpiceを構成してノイズの多い電圧源を作成する方法がわかりません。

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電源の負荷調整をシミュレートしたい。LTspiceでのシミュレーションの過程で抵抗の値を変更できることを覚えていると確信していますが、どのように覚えているかわかりません。誰でも？

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非同期シリアル通信は今日でも電子機器に広く普及しているため、私たちの多くはそのような質問に時々出くわしたと思います。電子デバイスDと、PCシリアル回線（RS-232または同様のもの）で接続され、継続的に情報を交換する必要があるコンピューターを検討してください。すなわち、PCそれぞれコマンドフレームを送信しており、それぞれステータスレポート/テレメトリーフレームで応答しています（レポートはリクエストへの応答として、または独立して送信できます-ここでは実際には関係ありません）。通信フレームには、任意のバイナリデータを含めることができます。通信フレームが固定長パケットであると仮定します。X msDY ms 問題： プロトコルは継続的であるため、受信側は同期を失ったり、進行中の送信フレームの途中で「結合」したりする可能性があるため、フレームの開始（SOF）がどこにあるかはわかりません。Aデータは、SOFに対する相対的な位置に基づいて異なる意味を持ち、受信したデータは破損する可能性があり、永久に破損する可能性があります。 必要なソリューション 短い回復時間でSOFを検出するための信頼性の高い区切り/同期スキーム（つまり、再同期に1フレーム以上かかることはありません）。 私が知っている（そして使用している）既存のテクニック： 1）ヘッダー/チェックサム -事前定義されたバイト値としてのSOF。フレームの最後のチェックサム。 長所：シンプル。 短所：信頼できません。不明な回復時間。 2）バイトスタッフィング： 長所：信頼性が高く高速な回復で、どのハードウェアでも使用可能 短所：固定サイズのフレームベースの通信には適していません 3）9番目のビットマーキング -各バイトに追加ビットを追加します。SOFでマークされたSOF 1とデータバイトには次のマークが付けられ0ます。 長所：信頼性が高く、高速な回復 短所：ハードウェアサポートが必要です。ほとんどのPCハードウェアおよびソフトウェアでは直接サポートされていません。 4）8番目のビットマーキング -上記の一種のエミュレーション。9番目ではなく8番目のビットを使用し、各データワードに7ビットのみを残します。 長所：信頼性の高い高速リカバリは、どのハードウェアでも使用できます。 短所：従来の8ビット表現と7ビット表現の間のエンコード/デコードスキームが必要です。やや無駄だ。 5）タイムアウトベース -定義されたアイドル時間の後に来る最初のバイトとしてSOFを想定します。 長所：データオーバーヘッドなし、シンプル。 短所：それほど信頼できません。Windows PCなどのタイミングの悪いシステムではうまく動作しません。潜在的なスループットのオーバーヘッド。 質問： 問題に対処するために存在する他の可能な技術/解決策は何ですか？上記のリストで簡単に回避できる短所を指摘できますか？システムプロトコルをどのように設計しますか（または設計しますか）？

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電源のベンチテスト用の電子負荷として機能する回路を開発しています。この回路をテストする方法に関する以前の質問には、いくつかの非常に有用な回答がありました。ここでは、オペアンプの安定性をテストする方法について説明しています。。この質問は、シミュレーションとテスト結果の解釈方法に関するものです。 これは、ブレッドボードでシミュレートおよびテストされた回路図です。 LTSpiceが作成したプロットは、回路が非常に安定していることを示しています。1サイクルで解決する5Vの立ち上がりで1mVのオーバーシュートがあります。かなり拡大せずにかろうじて見ることができます。 これは、ブレッドボード回路上のスコープを使用した同じテストのショットです。電圧の上昇はずっと小さく、周期は長くなりますが、テストは同じです。オペアンプの非反転（+）入力に方形波を送ります。 ご覧のとおり、かなりのオーバーシュート（おそらく20％）があり、その後、高信号の持続時間にわたって安定した振動への指数関数的な減衰があり、落下時に若干のオーバーシュートがあります。低信号の高さは、ノイズフロア（約8mv）です。これは、回路がオフのときと同じです。 これはブレッドボードビルドの外観です。 MOSFETはヒートシンクの上部にあり、黄色、赤、黒のワイヤで接続されています。それぞれゲート、ドレイン、ソース。小さなプロトボードにつながる赤と黒のワイヤーはそれぞれIN +とIN-であり、ブレッドボードのバナナジャックに接続して、ブレッドボードを通る電力レベルの電流を防ぎます。テストでロードされる電源は、電源自体の不安定さを避けるために、密閉型鉛蓄電池（SLA）バッテリーです。シルバージャンパーは、関数発生器から方形波が注入される場所です。左下の抵抗、ダイオードなどは、手動（ポテンショメータベース）の負荷レベル設定サブ回路の一部であり、接続されていません。 私の主な質問は：LTSpiceがこの重大な不安定性を予測しないのはなぜですか？補償ネットワークをシミュレートできるので、本当に便利です。現状では、さまざまな値を接続して再テストする必要があります。 私の主な仮説は、IRF540Nのゲート容量がSPICEモデルでモデル化されておらず、考慮されていない〜2nFの容量性負荷を駆動しているというものです。モデル（http://www.irf.com/product-info/models/SPICE/irf540n.spi）の容量が適切な大きさのように見えるので、これが正しいとは思いません。 補償ネットワークの値を調整できるように、この不安定性を予測するシミュレーションを取得する方法はありますか？ 結果の報告： わかりました、私がLM358オペアンプに使用していたLTspiceモデルはかなり古く、周波数応答を適切にモデル化するほど洗練されていなかったことが判明しました。ナショナルセミによる比較的最近のものへの更新は、振動を予測しませんでしたが、明らかに20％のオーバーシュートを示しました。また、ブレッドボードテストに合わせてパルスピーク電圧を変更し、オーバーシュートが見やすくなりました。 その「フィードバック」に基づいて、私は満場一致で推奨される補償方法から始めました。これは、ドミナントポール補償の例だと思います。ゲート抵抗がその抵抗の一部であるのか、それとも2番目の補償スキームであるのかはわかりませんが、それは私にとって重要であることが判明しました。かなりの試行錯誤の後、私が最終的に得た値は次のとおりです。 これにより、非常に安定した波形が生成されましたが、この負荷でテストする電源の周波数応答をより適切にテストするために、可能であれば、立ち上がりと立ち下がりを少し鋭くしたいと思います。これについては少し後で説明します。 次に、ブレッドボードで新しい値を使用しました。 私はそれについてかなり興奮していました:) 特に、新しいコンポーネントに適合するために、ブレッドボードの寄生成分を改善するのではなく悪化させました。 とにかく、これは幸せに終わった、これが検索でそれを見つける他の人を助けることを願っています。私は、ブレッドボードにさまざまなコンポーネントを突っ込んで、これらの値をダイヤルしようとして残した小さな髪を引き裂いていたことを知っています:)

15 operational-amplifier  mosfet  ltspice  oscillation 

バッテリー駆動のブーストコンバーターを使用しており、いくつかの種類のバッテリー（さまざまな電圧/電圧）に加えて、高電流（さまざまなデューティサイクル/周期）のさまざまな負荷条件で最大入力（バッテリー）電圧ドループを測定しようとしています内部抵抗）。私はそのような（比較的）長い操作時間をシミュレートしているので、シミュレーションファイルはかなり時間がかかりますが、もちろん時間がかかります。LTSpiceを自動化して、コンポーネントの値をプログラムで変更し、シミュレーションを再実行してデータ（電圧や電流などの値）をキャプチャできるようにします。そんなこと知ってる： WAVファイルは、プログラムからのデータの入出力に使用できます プログラムはコマンドラインから実行できます これまでのところ、私の最良のオプションは、目標を達成する方法で、これら2つのオプションと独自のコード/スクリプトを組み合わせて使用​​するようですが、すでにもっと良い方法があるのではないかと思います。 LTSpiceを自動化した人や、LTSpice向けに書かれた自動化APIが（メーカーまたはサードパーティによって）作成されたかどうかを知っている人はいますか？ 理想的には、必要なパラメーターを与え、制約に対する「最適な」解決策が見つかるまでさまざまなコンポーネントの値を試すようなソルバーが必要です。

15 programming  simulation  ltspice  optimization 

アナログ回路のトラブルシューティングを行ってきましたが、mVの正弦波電圧源が壊れていることに気付きました。 これは、300mV DC信号の上に1mV 1Hzの正弦波を提供することになっているものです。代わりに、完全なゴミを取得します。 LTSpiceバージョン4.22の実行。他の誰かがこの問題を見たか、問題は何かをアドバイスできますか？

14 ltspice  spice 

LTSpiceのシミュレーションを通じて、スイッチモード電源の基礎を理解しようとしています。 教科書でよく示されている指導モデルに従って、非常に単純なブーストコンバーター回路を構築したかったのですが、おそらく実際には非常に異なるため、このことを期待どおりに動作させることはできません:) LTSpiceからエクスポートされた回路図を次に示します（ISOシンボルを使用していることに注意してください。右側のコンポーネントは抵抗器です）。 供給電圧は5Vであり、1Aの負荷電流または12Wの出力電力で12Vに上げることを目指しています。20kHzのスイッチング周波数を選択しました。私の計算では、これを行うには0.583のデューティサイクルが必要なので、オン時間は29.15 µsになります。0.90の効率を仮定すると、入力電力は13.34W、入力電流は2.67Aになります。 私をトラブルに巻き込む可能性のある仮定： おそらく、この単純な設計の効率は完全に非現実的であり、入力電流は予想よりもはるかに高くなっています。 最初はリップルをあまり気にしなかったので、インダクタとコンデンサをランダムに選びました。 スイッチング周波数が小さすぎるのかもしれません。 10msの時間でシミュレーションを実行しました（グラフィックに表示されるはずです）。 予想されるのは、ポイント2（インダクタとNMOSの間）に5Vの電圧、おそらくわずかなリップルがあり、ポイント3（ダイオードとコンデンサの間）に12Vの電圧があります。 代わりに、完全なカオスのように見えるものが出てきます-ポイント2で約11.5Vで振動する23Vのピーク電圧と、ポイント3で約17Vで振動する22.5Vをわずかに超えるわずかに低いピーク電圧が得られます 私のスイッチング周波数が低すぎるかもしれないという思いで、私はそれを200kHz（T = 5µs、Ton = 2.915µs）に増やしてみましたが、今では探しているもののようなものが得られます。ポイント2（それと0Vの間で振動）およびポイント3で12Vのピーク（約11.8Vで振動）： 電圧に大きなリップルがありました。インダクタのサイズを100µHに増やしてみましたが、影響があると思われるのは起動時の発振だけでした。そのため、静電容量を10µ​​Fに増やしましたが、それはうまくいくようで、ポイント3の電圧振動ははるかに小さくなりました。上記の画像は、10µFのコンデンサを使用した結果です。 私の質問は次のとおりです。 元のモデルの何が問題になっていますか？ 20kHzは完全に非現実的なスイッチング周波数ですか？ 20kHzのスイッチング周波数が必要な場合、回路を期待どおりに動作させるには何を変更する必要がありますか？はるかに大きなインダクタですか？ 回路が定常状態に達したときに、入力側の電圧が出力側の電圧と同じになるのは正常ですか？ コンデンサのサイズを決めるのにどの式を使用すればよいですか？

13 power-supply  switch-mode-power-supply  boost  ltspice 

上記の回路では、| Vr1 + Vc1 |のみをプロットできます。=緑のプロットではV1、青のプロットではVc1。LTSpiceで電圧プローブを使用し、線をクリックしてプロットを取得します。V1とR1の間の線をクリックすると、| Vr1 + Vr2 |がプロットされます。= V1。R1とC1の間の線をクリックすると、Vc1がプロットされます。 他と一緒にVr1（R1のみでの電圧降下）も見る方法はありますか？

12 ltspice 

L1 / L2が理想的な変圧器である次の回路で、R1を超える電圧を見つけようとしています。LTSpiceは、「行列は単数形だ」と文句を言います。どうして？近似に問題があるかどうかを確認するために、さまざまな値をいろいろ試してみました。 「AC」の後の数字は、最大振幅と位相（度）です。

12 transformer  ltspice 

ベータをカスタム値に設定する必要がある場合、選択したベータでカスタマイズされたトランジスタを作成することは可能ですか？つまり、既製または汎用のトランジスタのベータ版を編集して、カスタムトランジスタとして保存できますか？どうやってやるの？

12 ltspice 

特定の抵抗器（便宜的にR1およびR2と呼ばれます）の値をそれぞれ変えて3つの過渡シミュレーションを実行する必要があります。私が正確に言うと、これは： シム。1：R1 = 1 k、R2 = 10 kΩΩ\OmegaΩΩ\Omega シム。2：R1 = 1 M、R2 = 10 MΩΩ\OmegaΩΩ\Omega シム。3：R1 = 1 k、R2 = 1 MΩΩ\OmegaΩΩ\Omega 抵抗が変化する抵抗が1つしかない場合は、抵抗を「{r1}」に設定し（小文字を使用してR1とは異なる変数/パラメーターにします）、次のようなコマンドを使用します。 .step param r1 list 1k 1meg 1k ただし、2つのパラメーターを（一緒に）2回ずつ変更する必要があるため、（少なくともLTSpiceIVでは）ここで、私の問題の回避策として次のようなものを使用できることを読みました。 .step param X list 1 2 3 .param r1 = table(X, 1k, 1meg, 1k) .param r2 = table(X, 10k, …

12 ltspice 

リアクティブロードボックスを構築しようとしているので、スピーカーなしでギターアンプを実行できます。基本的には、比較的高出力のスピーカーのインピーダンス/周波数曲線をシミュレートするデバイスです。 私は4Ωの公称インピーダンスが必要ですが、地元の電器店では4Ω100Wの抵抗を販売していません。そのため、4つの16Ω抵抗を入手してそれらを並列に配置しました。 右側は単一の4Ω抵抗を使用した正しいインピーダンス曲線で、左側は同じ回路ですが4つの並列16Ω抵抗を使用しています。 シミュレーション結果が異なるのはなぜですか？これらの回路は同等であるはずだと思いました。 スティーブGによる編集：次の回路は、4 x16Ω抵抗回路と同じ結果になります（フローティングワイヤに注意してください）。

10 resistors  parallel  ltspice 

LTspiceで次の簡単な回路をセットアップしました。 青はトランスの出力にあり、緑は整流器からの出力です。 コンデンサを含めない場合、これは正常に機能し、シミュレーションは迅速に進みます。ただし、コンデンサを含めると、シミュレーションが数ミリ秒後に非常に遅くなります。画像は、基本的に妥当な速度でシミュレーションを停止するまで表示されます。遅くなる時間はコンデンサの値に依存しているようです ここで何が起こっているのですか？ 注：SPICE設定で「代替」ソルバーを選択することで解決

9 simulation  rectifier  ltspice 

プロジェクトにPIC12F675を使用していますが、1つの点を除いてすべて正常に動作します。GP4はデジタルIOとして機能しません。設定とコードをよく見てきましたが、何も見つかりませんでした。 構成： #pragma config FOSC = INTRCCLK #pragma config WDTE = OFF #pragma config PWRTE = OFF #pragma config MCLRE = OFF #pragma config BOREN = ON #pragma config CP = OFF #pragma config CPD = OFF コード： #include <xc.h> #include <math.h> #include "config.h" #define _XTAL_FREQ 4000000 void delay(unsigned int …

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LTspice IV（4.23I）を使用しており、.stepコマンドを使用してコンデンサーの静電容量を変化させているため、1つのプローブで複数の波形を見ることができます。 プローブが1つしかない場合、ステッピング値の色は異なります（以下を参照）。 私の問題は、別のプローブを追加すると、単一のプローブから生成されたステップ波形が同じ色になることです。（下の青い波形を参照） 同じプロット上に複数のプロブを維持しながら、それらを異なる色として維持するにはどうすればよいですか？ 参考回路：

9 simulation  ltspice