単純なブーストコンバーターが高いピーク出力電圧を与えるのはなぜですか？

LTSpiceのシミュレーションを通じて、スイッチモード電源の基礎を理解しようとしています。

教科書でよく示されている指導モデルに従って、非常に単純なブーストコンバーター回路を構築したかったのですが、おそらく実際には非常に異なるため、このことを期待どおりに動作させることはできません:)

LTSpiceからエクスポートされた回路図を次に示します（ISOシンボルを使用していることに注意してください。右側のコンポーネントは抵抗器です）。

供給電圧は5Vであり、1Aの負荷電流または12Wの出力電力で12Vに上げることを目指しています。20kHzのスイッチング周波数を選択しました。私の計算では、これを行うには0.583のデューティサイクルが必要なので、オン時間は29.15 µsになります。0.90の効率を仮定すると、入力電力は13.34W、入力電流は2.67Aになります。

私をトラブルに巻き込む可能性のある仮定：

• おそらく、この単純な設計の効率は完全に非現実的であり、入力電流は予想よりもはるかに高くなっています。
• 最初はリップルをあまり気にしなかったので、インダクタとコンデンサをランダムに選びました。
• スイッチング周波数が小さすぎるのかもしれません。

10msの時間でシミュレーションを実行しました（グラフィックに表示されるはずです）。

予想されるのは、ポイント2（インダクタとNMOSの間）に5Vの電圧、おそらくわずかなリップルがあり、ポイント3（ダイオードとコンデンサの間）に12Vの電圧があります。

代わりに、完全なカオスのように見えるものが出てきます-ポイント2で約11.5Vで振動する23Vのピーク電圧と、ポイント3で約17Vで振動する22.5Vをわずかに超えるわずかに低いピーク電圧が得られます

私のスイッチング周波数が低すぎるかもしれないという思いで、私はそれを200kHz（T = 5µs、Ton = 2.915µs）に増やしてみましたが、今では探しているもののようなものが得られます。ポイント2（それと0Vの間で振動）およびポイント3で12Vのピーク（約11.8Vで振動）：

電圧に大きなリップルがありました。インダクタのサイズを100µHに増やしてみましたが、影響があると思われるのは起動時の発振だけでした。そのため、静電容量を10µ​​Fに増やしましたが、それはうまくいくようで、ポイント3の電圧振動ははるかに小さくなりました。上記の画像は、10µFのコンデンサを使用した結果です。

私の質問は次のとおりです。

• 元のモデルの何が問題になっていますか？
• 20kHzは完全に非現実的なスイッチング周波数ですか？
• 20kHzのスイッチング周波数が必要な場合、回路を期待どおりに動作させるには何を変更する必要がありますか？はるかに大きなインダクタですか？
• 回路が定常状態に達したときに、入力側の電圧が出力側の電圧と同じになるのは正常ですか？
• コンデンサのサイズを決めるのにどの式を使用すればよいですか？

ブーストは不連続導通モードまたはDCMで動作しています（インダクタ電流は各スイッチングサイクルでゼロになります）。デューティサイクルは、負荷とデューティサイクルの関数になります。負荷、インダクタ値、またはスイッチング周波数を上げると、レギュレーションが予想される場所に到達します。これは、CCM（連続導通モード）と呼ばれます。インダクタ電流はゼロにはなりませんが、継続的に流れます。ここでデューティサイクルの式が有効になります。

ブーストコンバーターの場合、20 kHzは非常に低速です。14Aのピークインダクタ電流も非現実的です。ほとんどのPFCブーストコンバーターは、70〜100 kHzで動作します。一般に、低周波数コンバータには大きなインダクタが必要です。20kHzでCCMを実現する場合は、はるかに大きなブーストインダクタンス値が必要になります。シミュレーションで470uHを試してみると、12Vに近い電圧が表示されます。（モデルにコントローラーがある場合、CCMまたはDCMの動作に関係なく、デューティサイクルを自動的に調整して12Vを達成します）。

コンバータは非常に重度にDCMに接続されているため、スイッチングノードの電圧は出力電圧に似ています。CCMに近づくと、より鮮明な画像が表示されます。

このシミュレーションでは、スイッチのオン時間の電圧低下（負荷による）が過度にならないように、コンデンサのサイズを設定します。現実には、適切なMOSFETの選択、逆回復、ブーストダイオードの柔らかさとともに、考慮する必要がある他の重要なパラメータ（全体のループ安定性、リップル電流、寿命定格）があります...

選択したコンポーネントの値を使用すると、200kHzの周波数で実行するのに適しています。200kHzでも、より適切な出力コンデンサは33または47uFに近いことがわかります。

等価直列抵抗が指定されていない理想的なインダクタを使用している場合、Coiltronics CTX10-3などのLTSpiceライブラリの現実的なインダクタのいずれかを試すことをお勧めします。それは0.028オームのDCRを持っています。これは、起動電流の初期サージを減らすのに役立ちます。

また、実際のスイッチングVRコントローラーを使用した現実的なデザインには、大きな初期サージなしでPWMデューティサイクルをその動作レベルまで徐々に上げるソフトスタート機能があります。また、コントローラは分圧器を介して出力電圧を監視し、それをリファレンスと比較してPWMデューティサイクルを継続的に調整し、出力電圧を調整します。

LTspiceのこの回路にも問題がありました。私の問題はあなたの問題とまったく同じだとは思いませんが、これが「ltspice boost converter」を検索したときの唯一のまともな結果であるため、ここに答えを掲載します。

ここに私が間違ったことをした：

1. 汎用の「nmos」モデルを使用しました。機能しません。理由はわかりませんが、オン状態でも非常に抵抗が大きいようです。とにかく、それを修正する方法は、一般的なnmosを配置し、それを右クリックして「新しいトランジスタを選択」をクリックし、リストから1つを選択することです（例：IRFP4667）。

2. 私のフィルタリングコンデンサは大きすぎました。これは、出力電圧が安定するのに数秒かかることを意味します（実際には問題ありませんが、シミュレーションでは迷惑です）。

これが私の最終回路です。

詳細（おそらく重要ではない）：

• 5V電圧源に1オームの直列抵抗を与えました。
• インダクタの直列抵抗は6オームです。
• パルス列パラメーターは、Ton = 8us、Toff = 2us（T = 10us; 100 kHz）です。

標準のnmosモデルが機能しない理由を誰かが知っているなら、私に知らせてください！