タグ付けされた質問 「stability」

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なぜ私の回路は電気変動に非常に敏感なのですか？
私は最近、初心者向けの電子書籍で紹介されている回路の構築を終えました。私はそれが質問に関連するかもしれないと思うので、私は以下に私の創造の写真を含めました。 ビルドプロセスの最初に、電源ケーブルがボードに接続された場所のすぐ近くに配置する「平滑化」100マイクロファラッドコンデンサを追加するように指示されました。高品質の電源を使用していたので、そのステップを気にしないことにしました。そのため、「平滑化」コンデンサが必要だとは思いませんでした（大きな間違い）。 奇妙で不可解な奇妙な回路動作を経験し始めるのはそう長くはかからず、多くのトラブルシューティングを行ってどこにも行かなかった後、回路に平滑コンデンサを追加することになりました。コンデンサを回路に追加するとすぐに問題はなくなりましたが、私の回路がわずか50ミリアンペアの総電力を使用していると考えると、そのようなコンデンサが非常に重要である可能性があると思いましたかなり良い電源（Rigol DP832）。 問題をより面白くするために、私は平滑コンデンサをボードの中心からボードの一端に移すことに決めました。驚いたことに、問題が再び始まりました。コンデンサをボード上の別の場所に配置するだけで大​​きな違いがあるのはなぜですか？ 私はすべての問題に終止符を打つが、それでも問題を解決できなかったのに驚いたことを考えて、より強力な8200マイクロファラッドコンデンサ（前のコンデンサの82倍）を追加することにしました。実際には、コンデンサをボードの中央に戻して、正常に戻す必要がありました。 それが唯一の問題ではなく、コンデンサが「完璧な配置」であっても、回路から同じ電力を使用して小さな機械式リレーに電力を供給しようとし、リレーが回路をトリガーするたびに「再起動」しました。 問題は、すべての回路が電気的変動のわずかな変化にも敏感なのかということです。または、私の安っぽい回路プロトタイピングスキルと非効率的なブレッドボードによる問題ですか？ 回路で使用されるICは次のとおりです。 NE555P（精密タイマー）。 CD4026BE（CMOSディケイドカウンター/ディバイダー）。
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非安定マルチバイブレーター回路のチェーンから構築された音楽シンセサイザーが、数時間後に「調子外れ」になるのはなぜですか？
私は、出力がオーディオアンプチップ（LM386）とスピーカーに接続された13個の無安定マルチバイブレーターチェーンのチェーンを使用して、キーボード/サウンドシンセサイザーのプロトタイプを作成しました。 特定の抵抗値と直列の微調整トリムポットを変化させることにより、各オクターブ内の13の周波数（C5、C＃、Dなど、C6まで）の1つに個々の回路が調整され、発振が発生します。球場頻度。 振動は、図1で見ることができ、この記事で説明されている古典的なBJT非安定マルチバイブレーターです。 プロトタイプは、短期間（1日まで）正しく調整されたままになります。 ここでその音が聞こえます。（0:49から開始しても安全- ワズワースの定数 ;）） 私が理解できないのは、回路が自発的に離調しているように見える理由です。つまり、個々の回路の1つ以上が、チューニングされたものとは異なる周波数になります（o'scopeとリファレンスピアノに対してチェックされます） 。 離調の周波数偏差は通常2〜5％で、これは可聴的に目立ちます（たとえば、523HzのC5は540Hzまたは510Hzに変動します）。興味深いことに、演奏中に離調は発生しません。しかし、数時間後、キーは同じ音ではなくなりました。 私はもともと、トリマーポットがそれ自体で機械的にリラックスしていると思っていました。これを解消するために、トリマーポットを交換して、抵抗値のみに基づいて特定の周波数を「ロック」し、設計にばらつきが残らないようにしました。 ただし、トリムポットを固定抵抗値に置き換えた後でも、チューニング解除の問題は続きます。 変更前：固定抵抗値の13キーアナログシンセサイザー 解決策： 純粋なアナログ設計の課題をよりよく理解するための有益なフィードバック、デジタル設計のアイデア、および歴史的背景に感謝します。すべての答えは素晴らしかった。ToddWilcoxの答えを受け入れました。（a）離調は純粋なアナログ設計の期待される部分であり、（b）芸術性は楽器を素早く滑らかに調整する方法を確立する方法にあります。 差し迫った問題を解決するために、各キーに2〜5％の調整可能性を与えるために、設計にトリマーポット（1〜2Kオーム）を戻しました。13のオシレーターを調整するには、再生の開始から数分かかります。その後、一度に数時間調整されます。以下の新しい画像をご覧ください。 壁のいぼ状の新しい電池を使用した実験の結果を投稿します。デジタル設計（デジタル分周器や555タイマーチップを使用）は興味深いものであり、サイズを大幅に圧縮する可能性があります。今後のアップデートは、プロジェクトページのこちらにあります。 調整後：調整機能を備えたトリマーポット（1-2kオーム）を備えた13キーアナログシンセサイザー
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本当にノイズゲインとは何ですか？そして、一般的なケースではどのように決定されますか？
更新：この質問は、私にとってはかなり研究執念と呼ばれるものを引き起こしました。私はその底にかなり近づいたと思います、私は私の答えを以下の答えとして投稿しました。 ここにも同様の質問がありましたが、回答で一般的なアカウントを要求したり受け取ったりしませんでした。 ノイズゲインは、頻繁に言及されておらず、明らかに理解されていない概念であることがわかります。 絶対に期待できる方程式が1つあると思ったとき、オペアンプのよく知られたゲイン方程式は状況に依存することがわかりました。 G=Ao1+AoβG=Ao1+AoβG = \frac{A_o}{1 + A_o\beta} 、使用するβの定義に依存します。ββ\beta 驚きの部分（背景） 私が知っていることと、真実であることが実証できることを簡単に説明することから始めましょう。そうすれば、宿題を済ませて、急いで答えるのを思いとどまらせることができます。 はフィードバック分数として知られ（フィードバック係数とも呼ばれます）、反転入力にフィードバックされる出力電圧の割合です。ββ\beta 考慮非反転増幅器以下の画分、反転入力が容易であると決定された到達1 / 10の分圧器の検査では：VoutVoあなたはtV_{out}1/101/101/10 V−=VoutRgRf+RgV−=VoあなたはtRgRf+RgV_- = V_{out} \frac{R_g}{R_f + R_g} β= V−VO U T= RgRf+ Rg= 10 k90 k + 10 k= 110β=V−Voあなたはt=RgRf+Rg=10k90k+10k=110\beta = \frac{V_-}{V_{out}} = \frac{R_g}{R_f + R_g} = \frac{10\mathrm{k}}{90\mathrm{k} + 10\mathrm{k}} = \frac{1}{10} 最初の式に戻ると、は開ループゲインを表し、この場合は約100,000です。式に代入すると、ゲインは次のとおりです。AoAoA_o G=Ao1+Aoβ=100,0001+(100,000⋅110)=100,00010,001=9.999G=Ao1+Aoβ=100、0001+（100、000⋅110）=100、00010、001=9.999G = …
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反転増幅器の抵抗値の選択とその理由
ここでのゲインはA = -R f / Rinです。ただし、10 V / Vのゲインが必要だとしましょう。どの抵抗値を選択しますか？その理由は何ですか？ これらの抵抗器の組み合わせの数に制限はありませんが、特定の値を使用する理由があるのは知っています。すなわち、R f = 100Mohm、R in = 10Mohmは10V / Vのゲインを与えますが、R f = 10 ohmおよびR in = 1 ohmは10V / Vのゲインを与えます。デザインにどのような違いがありますか？ 私の考えでは、より高い値の抵抗は正確ではないため、正確なゲインが得られず、より低い値の抵抗を使用すると、ソースからの電流が大きくなります（V in）。他の理由はありますか？また、私が正しいか間違っているかを教えてください。
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降圧コンバーターの出力電圧の発振はどこから発生しますか？
現在、降圧コンバーターを構築しています。主なパラメーターは次のとおりです。 24V入力 5V / 3A出力 パワーLEDのスイッチング（〜2A）によって引き起こされる大きな負荷過渡電流に耐えることができます。 電気的特性、パッケージ、およびコストの面で私のニーズに合ったTIの同期降圧コンバーターを選択しました。TPS54302です。最初のプロトタイプは、データシートの推奨事項と公式に従って設計されました。PCBのルーティングは、コンバーターの評価ボードを模倣して行われました。 回路図とCADは次のとおりです。 （4層のボード、層2と3は隠されています。それぞれGNDプレーンと電源プレーンが含まれています） さまざまなコンポーネント構成をテストできるように、この設計には追加のコンデンサフットプリントがあります。 実際にボードをテストしたとき、主な特性である効率、出力電流と電圧、入力と出力リップルに満足しました。 しかし、電源の安定性をテストしたかったので、ここで予期しない動作を観察し始めました。ネットワークアナライザーまたは信号発生器を使用できないため、位相マージンを測定できません。代わりに、Googleの研究では、過渡負荷電流（立ち上がり/立ち下がり時間<1µsの過渡電流〜1A）を印加しながら出力電圧の変動を測定することを提案しています。幸いなことに、ボード上の電源LEDを駆動するMOSFETがあります。過渡電流を生成するには、LEDを短絡する必要がありました。 以下の回路図は、MCU_GPIO_1がPWM信号を生成し、MCU_GPIO_2が継続的に高レベルに設定されているテストセットアップを示しています。 ご覧のとおり、現在の負荷が解放されると、出力電圧に大きな振動があります。これらの振動の原因を理解するために、次のテストを実施しました。 フィードフォワードコンデンサC10の値で遊ぶ 入力コンデンサ構成の変更（より多くのMLCC） 24V入力と直列にフェライトビーズを追加（D2保護ダイオードの代わりに） 出力コンデンサ構成の変更（複数のMLCCまたは1つの大きなポリマーコンデンサ） これまでのところ、これらの「ブラインド」テストは私をどこにも導きませんでした。プロトタイプの2回目の実行を開始する前に、ここで何が起こっているかを理解するための新しいリードを探しています。だから、ここに私の質問があります： 電流引き込みではなく、現在のリリースでのみ発振を行うにはどうすればよいですか？ ここで不足している要素は何ですか：ルーティング？入力フィルター？その他？ ご協力いただきありがとうございます ：） PS：これはStackExchangeに関する私の最初の質問です。私の質問の形式を改善するためのアドバイスは大歓迎です:) 編集：アンディ・アカはコメントで答えを与えました：それはプローブの悪い接地に関連する問題です。この写真はそれを要約しています： 画像ソース あなたは私がその不注意な間違いを二度と犯すのを捕まえません！
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低ドロップアウト（LDO）電圧レギュレータが不安定なのはなぜですか？
P型トランジスタをベースにしたLDOレギュレータは、現在のリニア電圧レギュレータの好ましい形式のようですが、安定性を保証するために出力コンデンサを慎重に選択する方法についてはよく耳にします。N型トランジスタを備えた古い高ドロップアウトレギュレータには、この問題はないようです。LDOの安定性が低下する原因は何ですか？P型トランジスタですか？との小さな違いは？どちらも？または他に何かありますか？そして、なぜ出力コンデンサのESRがそれほど重要なのでしょうか？ V O U TVI NV私nV_{in}VO U TVoあなたはtV_{out}
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ユニティゲインオペアンプの安定性の問題
学生主導型プロジェクトのハードウェアインループテスト用の制御電源の一部として、最大1 Aをソースできる電流バッファー（電圧フォロワー）を開発する必要がありました。 この単純な回路を実装しようとする（悪い）考えがありました。 フィードバックループ内のPMOSはインバーターとして機能し（V_gateが多く、V_outが少ない）、そのためループは負ではなくopAmpのPOSITIVE端子で閉じます。 ラボでは、VREF = 5VおよびVIN = 7Vに設定しました。次に、VOUTで5Vを取得する必要がありますが、この制御不能な出力VOUT を取得します。 そして、これは制御信号です（MOSFETのゲートに接続されたopAmpの出力） 異なるVREF、VIN、Rloadの下で同様の動作を見つけます。また、opAmpの出力はどのレールにも飽和していないことに注意してください。 私の想定では、ループのゲインは、opAmpの安定性を維持するには高すぎます。 私は制御システムとオペアンプのバックグラウンドを持っていますが、この状況を解決するためにそれを適用する方法がわかりません... ループを安定させるために、いくつかの位相シフトネットワークを適用することは可能ですか？ 「クイックハック」または教育的な答えの両方に感謝します！
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発電機ハブの出力電圧の変換と安定化
序文-エレクトロニクスについてはあまり知りません：P 自転車用のシマノダイナモハブを注文しました。私は少し宿題をしました、そして、それについての私の発見はここにあります： 上記の発電機の出力は6ボルトACです。 発電機の出力電圧は安定せず、発電機の速度によって変動します。 ライトが爆発する可能性があります;）理由は、安定化されていない電圧出力が原因です。 上記に基づいて、いくつか質問があります。 ACをDC出力に変換する簡単な回路はありますか？私はいくつかのブリッジ整流器について読んだが、それについて絶対に確信したかった。また、回路のサイズ、その入手のしやすさ、信頼性について教えてください。 私が知りたい最も重要なことは、ダイナモからの6ボルト変動AC出力を5ボルト（USB充電可能）安定化DC出力に変換するように回路を構築するにはどうすればよいですか？すでに利用可能なものはありますか？そのような回路のコストはいくらですか、またはゼロから簡単に構築できますか？ デバイスを安定化されていない入力ソース（この場合、ダイナモから私のiPhoneへの5ボルト出力）に接続すると、デバイスが吹き飛ぶとどこかで読んだことがあります。したがって、上記のポイント2の回路を構築（または購入）できなかった場合、5ボルト出力を使用して、iPhone用の予備のリチウムイオンソーラー充電器やUSB充電器を介して AAA充電式電池などの中間電池を充電できますか。これらを使用してガジェットを充電しますか？
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ゲインマージンと位相マージンの物理的意味
私は理解しようとしている物理的な概念のゲインと位相マージンを。 これについて私が理解しているのは、臨界点周りの相対的な比較で、振幅と位相の形式に変換すると、振幅= 1および位相= -180°になるということです。（- 1 、0 ）（−1、0）(-1,0) また、負のフィードバックシステムの場合、ゲインと位相余裕は正である必要があります。つまり、次の2つのケースではシステムが不安定になります。 システム/ OLTFフェーズが-180°であるが、システムマグニチュード。これにより、ゲインマージンが負になります。ゲインがを正のフィードバック条件になり、それによって出力が無制限になり、したがって不安定になるため、物理的な意味をこの条件に関連付けることができました。> 1>1>1> 1>1>1 システムマグニチュード=が、システムフェーズ -180°の場合。私はこの不安定なケースの物理的な理解を得ることができません。111> −>−>- 私の質問： 閉ループシステムの不安定性についてコメントするために、すべてのフェーズを使用した後はどうですか？ この場合、負のフィードバックのために本質的に存在する負のフィードバックを考慮した後、正味の位相は正になることがありますが、それはシステムをどのように不安定にしますか？
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条件付き安定性
オペアンプとフィードバック、およびフィードバックがそれらの安定性に与える影響について学習しています。私はこれに出くわしたときにゲインと位相マージンとその使用について読んでいます： 約2 kHzでフィードバックが正であると仮定すると、写真に示されているシステムがどのように安定するかはよくわかりません。これにより、2 kHzの周波数がますます大きくなり、収束しないと考えられていました。 このシステムが安定するのはなぜですか？
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極零点解析を使用してシステムが安定していると判断する方法は？
私の知る限り、伝達関数の極が左半平面にある限り、システムは安定しています。これは、時間応答が「a * exp（-b * t）」として記述できるためです。ここで、「a」と「b」は正です。したがって、システムは安定しています。 しかし、ウェブサイトで「右半平面にはゼロも許可されない」と述べられている人を見かけました。どうして？
10 stability  system 
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反転構成ではないオペアンプの安定性
データシート（AD828など）に、オペアンプがゲイン> 2で安定している（またはG> 2で動作することが推奨されているため、明らかにゲインが安定していないことが示されている）場合、Gでの反転構成におけるその安定性について何を差し引くことができますか。 = -1; G = -2またはG <<-2（他のトランスインピーダンスアンプ構成と同様）？補償されない場合、上記の3つのケースでは常に不安定ですか？
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はんだ付け後、コンポーネントのリードをクリップしても大丈夫ですか？
スルーホールコンポーネントを扱う場合、はんだ付けする前にリードをクリップして、クリップによる衝撃で接合部が破損しないようにする必要があることを読みました。一方、DIYキット（多かれ少なかれ専門的）の大量の指示を見てきました。写真は、インストールされているタイプのすべてのコンポーネントを示し、はんだ付けされ、クリップされています。後者の方法はもちろん、はるかに速く簡単です。
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