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私は、オペアンプとパワーMOSFETの間に配置して、トランジスタを（スイッチではなく）線形増幅器として動作させることができるMOSFETドライバー回路を探しています。 バックグラウンド 約1µsで負荷をステップできる必要がある電子負荷回路を開発しています。最も重要なステップサイズは小さく、たとえば100mAです。しかし、うまくいけば、2.5A / µsの大きな信号ステップ速度も達成したいと思います。1〜50Vのソース、0〜5Aの電流に対応し、約30Wを消費する必要があります。 現在の回路は次のとおりです。以前の質問に登場して以来、私はMOSFETを見つけられた最小の容量デバイスに置き換え（IRF530N-> IRFZ24N）、滞在中にかなり広い帯域幅、高スルーレートのオペアンプ（LM358-> MC34072）に移行しましたジェリービーンの領土。現在、安定性のためにオペアンプで約4のゲインを実行しています。これにより、1MHz付近の帯域幅が得られます。興味のある方のために、以下の背景をご覧ください。 問題 回路はかなり良好に動作しますが、問題は安定性が非常に安定していることです:)それは発振しません、またはそのようなものではありませんが、ステップ応答はオーバーダンピング（オーバーシュートなし）からかなりアンダーダンピング（20％ロードされるソースに応じて、オーバーシュート、3つのバンプ）。低電圧および抵抗性のソースには問題があります。 私の診断では、MOSFETのインクリメンタル入力容量は、ロードされるソースの電圧と、ソース抵抗によって生成されるミラー効果の両方に敏感であり、これにより、オペアンプのソース依存のC g a t eと相互作用するampRoRoR_oCgateCgateC_{gate} MOSFETと。 私のソリューション戦略は、オペアンプとMOSFETの間にドライバーステージを導入して、ゲートキャパシタンスに対してはるかに低い出力インピーダンス（抵抗）を提供し、さまよう極を、数十または数百MHzの範囲まで駆動することです。危害を加えます。 Web上でMOSFETドライバー回路を検索する場合、私は、MOSFETを可能な限り迅速に完全にオンまたはオフに「切り替え」たいと思うことがほとんどだと思います。私の回路では、MOSFETをその線形領域で変調したいと考えています。だから私は必要な洞察をまったく見つけていません。 私の質問は次のとおりです。「MOSFETの線形領域の導電率を変調するのに適したドライバー回路はどれですか？」 Olin Lathropが別の投稿を渡す際に、時々このような単純なエミッターフォロワーを使用することを言及しているのを見ましたが、投稿は何か他のものについてでしたので、それは単なる言及です。オペアンプとゲートの間にエミッタフォロワーを追加することをシミュレートしましたが、実際には立ち上がりの安定性に驚異的な働きをしました。しかし、秋はすべて順調だったので、私はそれが私が期待していたほど単純ではないことを理解しています。 相補的なBJTプッシュプルアンプのようなものが必要だと思いますが、MOSFETドライバを区別する微妙な違いがあることを期待しています。 この場合のトリックを行う可能性のある回路の大まかなパラメーターをスケッチできますか？ 関心のあるさらなる背景 この回路はもともとJameco 2161107電子負荷キットに基づいていましたが、最近廃止されました。私の現在の部品は、元の補完部品よりも約6つ少ないです:)。私の現在のプロトタイプは、私のように、そのようなことに興味を持っている人にとってはこのように見えます:) ソース（通常はテスト対象の電源）は、前面のバナナジャック/バインディングポストに接続されます。PCBの左側にあるジャンパーは、内部または外部プログラミングを選択します。左側のノブは10ターンポットで、0〜3Aの一定の負荷を選択できます。右側のBNCでは、任意の波形で負荷を1A / Vのレベルで制御できます。たとえば、負荷をステップするための方形波を使用できます。2つの水色の抵抗器はフィードバックネットワークを構成し、はんだ付けせずにゲインを変更できるように機械加工されたソケットにあります。ユニットは現在、単一の9Vセルから給電されています。 私の学習の足跡をたどりたいと思う人は誰でも、ここで他のメンバーから受けた素晴らしい助けを見つけるでしょう： オペアンプ入力間にコンデンサを追加することは有用ですか？ アクティブ領域の安定性を強化するためのゲート抵抗値の計算 オペアンプの安定性をテストする方法は？ なぜLTSpiceはこのオペアンプの発振を予測しないのですか？ オペアンプが発振している周波数から何を推測できますか？ 小さいステップで不安定性が改善されるのはなぜですか？ RoRoR_o このショットキーはMOSFET過渡保護を提供しますか？ 55°の位相マージンで60％オーバーシュートするのはなぜですか？ ゲート容量を測定するにはどうすればよいですか？ このような単純なプロジェクトが非常に豊富で学習の動機付けになっていることに、私は完全に驚いています。具体的な目標を手に入れずに着手すれば、これほど乾燥するほどの数のトピックを勉強する機会が与えられました:)

33 operational-amplifier  mosfet  analog  mosfet-driver  gate-driving 

バックグラウンド イグニッションコイルのシステムを使用して、比較的高い電圧（> 200KV）を生成しようとしています。この質問は、40〜50KV付近のどこかで生成しようとしているこのシステムの単一の段階を扱っています。 元々、関数発生器はMOSFETを直接駆動するために使用されていましたが、ターンオフ時間は非常に遅かったです（関数発生器のRC曲線）。次に、正常に機能する素敵なトーテムポールBJTドライバーが構築されましたが、それでも立ち下がり時間にいくつかの問題がありました（立ち上がり時間が長かった）。そこで、MCP1402ゲートドライバーをたくさん購入することにしました。 以下に回路図を示します（C1はMCP1402のデカップリングキャップであり、MCP1402の近くに物理的に配置されています）。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 最初のトランジスタの目的は、関数発生器から出力される負の電圧（構成が難しく、ねじ込みが簡単）がMCP1402に到達するのを防ぐことです。この粗雑な配置により、MCP1402に送信されるフォールタイムは非常に長くなります（1〜2uS）が、内部ヒステリシスまたはこれが問題を引き起こすのを防ぐ何かがあるようです。存在せず、実際にドライバーを破壊している場合は、お知らせください。データシートには、入力立ち上がり/立ち下がり時間のパラメーターはありません。 物理的なレイアウトは次のとおりです。 青い線はイグニッションコイルに、黒い線はテーブルのグランドストリップに行きます。上部のTO92はPNP、下部のTO92はNPNです。TO220はMOSFETです。 実験 この設計を悩ませてきた問題は、ゲートラインのリンギングと遅いスイッチング時間の組み合わせでした。私が覚えているよりも多くのMOSFETとトーテムポールBJTを破壊しました。 MCP1402はいくつかの問題を修正したようです。完璧に見えました。イグニッションコイルが取り付けられていないゲートラインは次のとおりです（MOSFETのゲートピンの下部で測定され、緑と白のワイヤが上に差し込まれています）。 私はそれが素晴らしく見えると思ったので、点火コイルに差し込みました。このゴミを吐き出します： ゲートラインでこのジャンクを見たのはこれが初めてではありませんが、素敵な写真を撮ったのは初めてです。これらの過渡電圧はIRF840の最大Vgsを超えています。 質問 上記の波形をキャプチャした後、私はすぐにすべてをシャットダウンしました。イグニッションコイルは火花を発生させず、MOSFETがタイムリーにオフになるのに苦労していたことがわかりました。私の考えでは、ゲートはリンギングから自動的にトリガーされ、di / dtスパイクを遮断しました。 MOSFETは非常に暖かく、少し冷めた後、マルチメーターでチェックアウトしました（ゲート-ソースとゲート-ドレイン間の高インピーダンス、充電ゲート後のドレイン-ソース間の低インピーダンス、ゲート放電後のドレイン-ソース間の高インピーダンス） 。しかし、運転手はほとんど同じようには運ばなかった。MOSFETを取り外して、出力にキャップを付けました。ドライバーはもうスイッチを入れず、ただ熱くなっただけなので、壊れたと思う。 2 Ω2Ω2\Omega 世界でドライバーを破壊したものは何ですか？私の考えでは、大きなゲート過渡電流はゲートに戻り、なんとかして500mAの最大逆電流を超えました。 誘導負荷を駆動するときに、このリンギングを抑えてきれいに保つにはどうすればよいですか？私のゲートの長さは約5cmです。使用できるフェライトを選択していますが、正直に言って、誰かがこれが起こった理由を説明できるまで、別のゲートドライバーを爆破したくありません。誘導性の高い負荷を接続するまで発生しないのはなぜですか？ イグニッションコイルの一次側に逆ダイオードはありません。これは、電圧スパイクの制限を回避するための意識的な決定でしたが、誤解される可能性があります。ダイオードで一次電圧スパイクをキャッピングすると、二次電圧スパイクはまったくキャップされますか？そうでない場合は、より高価な1200V MOSFETが不要になるのを避けるために、喜んでその上に置きます。ドレイン-ソース間電圧は約350V（〜100nSの分解能）でピークを測定しましたが、それはゲートドライバーが低速であったため、di / dtは小さくなりました。 使用できる1200V IGBTのセレクションがあります（ここは机の上に座っているだけです）。これらは、この種の負荷を駆動するMOSFETと同じくらい問題がありますか？フェアチャイルドはこれらの使用を提案しているようです。 編集： MOSFETを保護するためにダイオードを一次側に配置するLTSpiceシミュレーションを実行しました。結局、それは回路の目的を無効にします。以下は、ダイオードを一次側に配置する前（左）と後（右）にシミュレートされた二次電圧です。 そのため、保護ダイオードは使用できないようです。

14 mosfet  inductor  mosfet-driver  igbt 

NチャネルハイサイドMOSFETをスイッチングするためのMOSFETドライバーICのブートストラップドライバーの動作に非常に精通しています。基本的な操作は、このサイトおよびその他で網羅されています。 私が理解していないのは、ハイサイドドライバー回路自体です。優れたドライバは大量の電流をプッシュおよびプルするため、IC内にVHピンをハイまたはローに駆動する別のトランジスタペアが存在することは理にかなっています。私が調べたいくつかのデータシートは、Pチャネル/ Nチャネルペア（またはPNP / NPN）を使用していることを示しているようです。ICチップの構造を取り去ると、回路は次のようになります。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 再帰の問題を導入したばかりのようです。「フローティング」としてマークされたノードが任意の高電圧になる可能性があると仮定すると、ドライバーを駆動するためにさらに別のドライバーを必要としないM3およびM4をどのように駆動しますか（など）。これは、ハイサイドドライバーが最終的に何らかのロジックレベルの信号によって制御されることを前提としています。 言い換えると、任意の高いフローティング電圧が与えられた場合、M3とM4のプッシュプル駆動は、チップ外から発生するロジックレベルの信号によってどのようにアクティブになりますか？ 明確化のポイント：私が尋ねている特定の質問は、ロジックレベルの信号でハイサイドプッシュプルブートストラップドライブをアクティブにすることだけに関係しています。ハイサイド電圧が比較的低い場合、これは些細なことであると認識しています。ただし、電圧がトランジスタの標準的なVdsおよびVgs定格を超えると、これが難しくなります。何らかの種類の絶縁回路が関与すると予想されます。まさにその回路がどのように見えるかは私の質問です。 M4がPチャネルFET（またはPNP）である場合、別のブートストラップ回路は必要ないことを認識しています。しかし、外部トランジスタが前後に切り替わるときに、M4とM3の両方に対して適切なVgsを生成する回路を考えるのに問題があります。 以下は、上で描いたものと同様の回路を示す2つの異なるデータシートからのスクリーンキャプチャです。どちらも、「ブラックボックス」ドライバー回路に関する詳細には触れません。 MIC4102YMから： そして、FAN7380：

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MOSFETの駆動に適切なIGBTゲートドライバーを使用できますか？この互換性のために、どのパラメーター（しきい値、プラトー、およびオン電圧定格、ゲート容量など）が同じでなければなりませんか？これら2つの異なるタイプのゲートを駆動することの本質的な違いは何ですか？

12 mosfet  mosfet-driver  gate-driving  igbt 

ディスクリートコンポーネントでMOSFETを駆動する方法を探しています。実際、私は100-150Aの電流でMOSFETの束を駆動する必要があります。そして、駆動ICを使用せずに、機能をより詳細に制御し、複雑さを減らし、コストを削減することは可能だと思います。 私は抵抗器とコンデンサーを使って、さまざまな配置で実験しました。オシロスコープを使用して、リンギング、立ち上がり/立ち下がり時間などを監視しています。 問題は、抵抗器を導入するとすぐに、立ち上がり/立ち下がり時間が非常に長くなることです。 入力信号の立ち上がり/立ち下がり時間は約8〜10 nsです。BJTのみを使用すると、信号は同様の立ち上がり/立ち下がり時間で簡単に複製されます。ただし、ゲート容量が導入されると、立ち上がり/立ち下がり時間は大幅に長くなります（300〜2000 nsなど）。 したがって、立ち上がり/立ち下がり時間を短縮するために、さまざまな方法を実験してきました。 方法A：NPN + PNP（電圧フォロワ？Vccからの電流ソース？） ゲート電圧が入力信号電圧を超えないことを理解していない、次の回路を作成しました。 Rdsonを最小限に抑えるには、ゲート電圧を10V以上にする必要があります。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 方法B：PNP + NPN 私はさまざまな抵抗器とコンデンサーで実験しました： この回路をシミュレート しかし、私はそれを見つけました： コンデンサは、立ち上がりリンギングを減らしますが、立ち下がりリンギングと時間を増やします=>削除 R2とR3を除くすべての抵抗は、立ち上がり/立ち下がり特性に悪影響を及ぼす=>削除 R2とR3の電位差計を使用して、最高の抵抗はR3 = 4kとR2 = 1.5kであることがわかりました。 立ち上がり時間490ns、立ち下がり時間255ns。 ゲート電圧が十分低くならない、例えば約400mVに留まっているようだと少し心配です。グランドは250mVで読み取られるようですが、おそらくブレッドボードはひどいものです。信号が一定の低（オフ）のときに発熱を防ぐために、ゲート電圧はどのくらい低くすべきですか？ パフォーマンスを改善するために他に何かできることはあるのでしょうか。 改善された回路： この回路をシミュレート オシロスコープ： 注：設定により、入力信号がオシロスコープで反転したようです。スクリーンショットは後で更新します... また、PNPのベースを次のスクリーンショットに含めました。このように見えるはずですか？少しファンキーに見えます。 問題は、NPNがオンのままであり、ゲートが充電されないことです。

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これは、作業中のドライバーIC（LM5112）のデータシートです。 以下は、モジュールのアプリケーション図です。 基本的に、これは入力としてPDM信号を使用するMOSFETのGATEドライバ回路です。MOSFET入力抵抗（R3）の値を計算する方法を探していますか？ MOSFET入力電圧（VDS）= 10V必要な出力電力は200Wです。 質問： 1）MOSFET入力抵抗の計算方法は？ 2）MOSFET入力抵抗の計算に影響する要因は何ですか？ 3）抵抗値を変更（増加または減少）した場合、可能な最大および最小抵抗値と回路への影響はどうなりますか？ さらに情報が必要な場合はお知らせください。

11 mosfet  mosfet-driver  powermosfet 

MOSFETを駆動するために、BJTによるトーテムポールを設計しています。私はいくつかのオンライン例で勉強し、それらから理解したことに従って回路を構築しました。しかし、私の心にはまってしまった詳細があります。クロックパルスの遷移時間中にこの回路でシュートスルーが発生しない理由を知りたい（たとえば、）つまり、移行中に2つのBJTが同時にオンにならないのはなぜですか？Vc l k=〜6 VVclk=〜6VV_{clk} \tilde= 6V この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 シミュレーション結果： （V tpとV gsは重なります。）

11 mosfet-driver  shoot-through  totem-pole 

最終更新： 以前は不可解だったパワーMOSFETスイッチング波形が揺れ動くことを理解してください！@Mario は、IRF2805のような多くのパワーMOSFETに典型的な、いわゆるVDMOSデバイスに特有の以下の根本的な原因を明らかにしました。 更新： 手がかりを見つけました！:) @PeterSmithは、以下のコメントの1つで、MOSFETデータシートのゲート電荷の仕様を理解するための優れたリソースについて言及しています。 6ページの2番目の段落の最後に、 > 0の場合にが一定になる（関数として変化しなくなる）との考えへの言及があります。メカニズムに言及しましたが、それは私に膝でで何が起こっているのかを考えさせました： V D S v G D v G DCG DCGDC_{GD}VD SVDSV_{DS}vG DvGDv_{GD}vG DvGDv_{GD} そして、銃の息子、が0Vを超えるところが正しいことが。vG DvGDv_{GD} ですから、その駆動メカニズムが誰かが理解していれば、それが正しい答えだと思います:) スイッチングコンバータの研究の一環として、MOSFETのスイッチング特性を綿密に研究しています。 私は非常に単純な回路を次のように設定しました： これにより、シミュレーションでこのMOSFETターンオン波形が生成されます。 ミラー高原への約20％のドレイン電圧降下に膝が現れます。 私は回路を作りました： そして、スコープはシミュレーションを非常によく確認します： 「プリシュート」バンプ（負荷抵抗を介して「逆方向」に流れる充電電流）は理解していると思いますが、ドレイン電圧降下の膝をどのように説明するかについては不思議です。CgdCgdC_{gd} MOSFETの経験が豊富な人に理解してもらえますか？

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私はディスクリートHブリッジ回路を構築して、かなり頑丈な12Vウィンドスクリーンワイパーモーターを実行しました。回路は以下のとおりです（編集：大きいPDFについてはこちらをご覧ください。StackExchangeでは画像を拡大できないようです）： RM：ここに大きい画像の画像が表示されます -これらはシステムによって保存されますが、小さいサイズでのみ表示されます。「新しいタブで画像を開く」からもアクセスできます ボードを立ち上げて、100％デューティサイクル（非PWM）モードから始めて、機能していることを確認したので、ローサイドNチャネルMOSFETの1つにPWMを開始しました。これも問題ないように見えましたが、誘導スパイクからブリッジのPWMされた側のハイサイドショットキーで顕著な加熱が発生しました。 次に、誘導スパイクをより効率的に散逸させるために、ハイサイドMOSFETとローサイドMOSFETのPWMを開始しました。これも（おそらくデッドタイムが多すぎるため）、正常に機能しているように見え、トップサイドのダイオードは冷えたままです。 しかし、スイッチをしばらく使用して、デューティサイクルをライブで変化させた後、速度を約1から下げました。95％から25％へのデューティサイクル。しかし、このとき、ポップと突然の高電流が流れ、TC4428A MOSFETドライバが溶断していました。 これらは吹き飛んだ唯一のコンポーネントでした。MOSFET自体は問題ないので、私は自分の側のシュートスルーマペトリーを除外しています。これまでの私の最高の説明は、過剰な量の誘導性キックバック、または（可能性が高い）モーターからの過度の回生電力が減速して電源が処理できないことです。TC4428Aはブリッジ内で最も低い電圧定格（18V、絶対最大22V）を持っています。私は電圧の上昇が速すぎると考えています。 私はこのボードの12V側を旧式のリニアベンチトップ電源で実行しており、ボードとの間に比較的長いリード線がありました。これは、電圧上昇を実際に散逸させることができなかったと思います。 TC4428AsがMOSFETの動的負荷に関して過負荷になったとは思いません。私は比較的低速（約2.2kHz）でPWMを実行しており、MOSFET自体には特に高い総ゲート電荷はありません。ドライバーBのみがPWM制御されているにもかかわらず、動作中はクールなままで、AドライバーとBドライバーが故障したようです。 私の仮説は妥当なように思えますか？他に探している場所はありますか？もしそうなら、ボードの周り（電源入力とブリッジ出力端子の間）にいくつかの波状のTVSダイオードを自由にまき散らすことは、過電圧状態に対処するための合理的な方法ですか？スイッチドブレーキレジスタータイプのセットアップに移行する必要があるかどうかはわかりません（これは、「わずかな」2.5Aまたはそれなりの12Vギアモーターだけです...）。 更新： 12V電源端子（SMCJ16A）に1500W TVSを配置しました。これは、ブレーキ時の過電圧を20V未満にクランプしているようです（これは電源電圧を示しています。MOSFETゲートと0Vの間に同じ波形が見られます）。 それはきれいではなく、おそらくまだ高すぎます（SMCJ16Aのクランプ電圧は最大電流で26Vです-57A、TC4428Aの絶対最大値は22Vです）。私はいくつかのSMCJ13CAを注文し、電源とモーター端子の両方に配置します。1.5kWの大きなTVSがあったとしても、それが持続しないことを私はむしろ恐れています。TVSにとっては長い期間である80ms程度はクランプしているように見えます。とはいえ、涼しさを維持しているようです。もちろん、シャフトに実際の負荷がかかっている場合は、おそらく、結局、スイッチドブレーキレジスタソリューションを実装している可能性があります。

9 mosfet  h-bridge  inductive  mosfet-driver 

プロジェクトにPIC12F675を使用していますが、1つの点を除いてすべて正常に動作します。GP4はデジタルIOとして機能しません。設定とコードをよく見てきましたが、何も見つかりませんでした。 構成： #pragma config FOSC = INTRCCLK #pragma config WDTE = OFF #pragma config PWRTE = OFF #pragma config MCLRE = OFF #pragma config BOREN = ON #pragma config CP = OFF #pragma config CPD = OFF コード： #include <xc.h> #include <math.h> #include "config.h" #define _XTAL_FREQ 4000000 void delay(unsigned int …

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IR21844 mosfetドライバーを使用してハーフブリッジを構築しようとしています。データシートと設計のヒント、およびこのフォーラムのいくつかのトピックを読みました。私がまだ手に入れることができないものの1つは、ロジックと電源の間の個別のGNDピンです。 「IR21844には、ロジック用と電源用の2つの異なるグラウンドがあります。仮説上、それらは5ボルト離してフロートすることが許可されており、ロジックと電源間の絶縁の類似性を提供します。」 私はまた、Vsアンダーシュートと呼ばれるdeisgn tip 97-3ページ2パラグラフ4を調べてこれを確認しました。 設計のヒント97-3 2ピンのVssとComを接続する必要があります（これは非絶縁ドライバーであるため）。 私の現在の提案は、ICの下のPCBでそれらを接続するのではなく、代わりにVssピンをマイクロコントローラーロジックGNDに接続し、Comピンを下位のMosfetソースに接続して、2つのGNDをバッテリーで接続することです。 私は必要なアイテムのみを表示するために最大に簡略化されたサンプル回路図を添付しています。あなたの洞察を提供し、私が間違っている場合は修正してください。 データシートに示されているが説明されていないように、ピン7（15v）とピン3（Vss）の間にコンデンサが必要かどうかについても疑問があります。 IR21844データシート 前もって感謝します

8 mosfet  analog  ground  mosfet-driver  mixed-signal 

誰かがマイクロ波GaN HEMTにバイアスをかけたりパルスを与えたりした経験はありますか？10ワットのSバンドトランジスタを注文しました。バイアスシーケンスについてはすべて知っています。このアプリケーションはパルスです。私は、ハイサイドスイッチでドレインにパルスを送る方法と、ゲートをつまんでパルスを送る方法（Microsemi、TriquintなどのホワイトペーパーとPhDの防御）について読みました。 誰かがどちらのアプローチも試しましたか？重要度の高い順に：（1）立ち上がり/立ち下がり時間、（2）効率。ドレインパルシングによる直列抵抗以上の文書化されていない影響について心配しています。 実体験をお願いします。

8 mosfet  amplifier  mosfet-driver  microwave 

MOSFETでソレノイドを駆動する必要があります。ソレノイドは8Wソレノイドで、+ 12V電圧に接続されます。 そして、この駆動コマンドはオプトカプラーで分離する必要がありますが、それを選択する方法がわかりません。 データシートで注意する必要のある特性は何ですか？何が重要ですか？良いブランドと悪いブランドはありますか？

8 opto-isolator  mosfet-driver