誘導性の高い負荷を駆動すると、MOSFETドライバーが破壊されます

バックグラウンド

イグニッションコイルのシステムを使用して、比較的高い電圧（> 200KV）を生成しようとしています。この質問は、40〜50KV付近のどこかで生成しようとしているこのシステムの単一の段階を扱っています。

元々、関数発生器はMOSFETを直接駆動するために使用されていましたが、ターンオフ時間は非常に遅かったです（関数発生器のRC曲線）。次に、正常に機能する素敵なトーテムポールBJTドライバーが構築されましたが、それでも立ち下がり時間にいくつかの問題がありました（立ち上がり時間が長かった）。そこで、MCP1402ゲートドライバーをたくさん購入することにしました。

以下に回路図を示します（C1はMCP1402のデカップリングキャップであり、MCP1402の近くに物理的に配置されています）。

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}

最初のトランジスタの目的は、関数発生器から出力される負の電圧（構成が難しく、ねじ込みが簡単）がMCP1402に到達するのを防ぐことです。この粗雑な配置により、MCP1402に送信されるフォールタイムは非常に長くなります（1〜2uS）が、内部ヒステリシスまたはこれが問題を引き起こすのを防ぐ何かがあるようです。存在せず、実際にドライバーを破壊している場合は、お知らせください。データシートには、入力立ち上がり/立ち下がり時間のパラメーターはありません。

物理的なレイアウトは次のとおりです。

青い線はイグニッションコイルに、黒い線はテーブルのグランドストリップに行きます。上部のTO92はPNP、下部のTO92はNPNです。TO220はMOSFETです。

実験

この設計を悩ませてきた問題は、ゲートラインのリンギングと遅いスイッチング時間の組み合わせでした。私が覚えているよりも多くのMOSFETとトーテムポールBJTを破壊しました。

MCP1402はいくつかの問題を修正したようです。完璧に見えました。イグニッションコイルが取り付けられていないゲートラインは次のとおりです（MOSFETのゲートピンの下部で測定され、緑と白のワイヤが上に差し込まれています）。

私はそれが素晴らしく見えると思ったので、点火コイルに差し込みました。このゴミを吐き出します：

ゲートラインでこのジャンクを見たのはこれが初めてではありませんが、素敵な写真を撮ったのは初めてです。これらの過渡電圧はIRF840の最大Vgsを超えています。

質問

上記の波形をキャプチャした後、私はすぐにすべてをシャットダウンしました。イグニッションコイルは火花を発生させず、MOSFETがタイムリーにオフになるのに苦労していたことがわかりました。私の考えでは、ゲートはリンギングから自動的にトリガーされ、di / dtスパイクを遮断しました。

MOSFETは非常に暖かく、少し冷めた後、マルチメーターでチェックアウトしました（ゲート-ソースとゲート-ドレイン間の高インピーダンス、充電ゲート後のドレイン-ソース間の低インピーダンス、ゲート放電後のドレイン-ソース間の高インピーダンス） 。しかし、運転手はほとんど同じようには運ばなかった。MOSFETを取り外して、出力にキャップを付けました。ドライバーはもうスイッチを入れず、ただ熱くなっただけなので、壊れたと思う。

$2\Omega$

1. 世界でドライバーを破壊したものは何ですか？私の考えでは、大きなゲート過渡電流はゲートに戻り、なんとかして500mAの最大逆電流を超えました。

2. 誘導負荷を駆動するときに、このリンギングを抑えてきれいに保つにはどうすればよいですか？私のゲートの長さは約5cmです。使用できるフェライトを選択していますが、正直に言って、誰かがこれが起こった理由を説明できるまで、別のゲートドライバーを爆破したくありません。誘導性の高い負荷を接続するまで発生しないのはなぜですか？

3. イグニッションコイルの一次側に逆ダイオードはありません。これは、電圧スパイクの制限を回避するための意識的な決定でしたが、誤解される可能性があります。ダイオードで一次電圧スパイクをキャッピングすると、二次電圧スパイクはまったくキャップされますか？そうでない場合は、より高価な1200V MOSFETが不要になるのを避けるために、喜んでその上に置きます。ドレイン-ソース間電圧は約350V（〜100nSの分解能）でピークを測定しましたが、それはゲートドライバーが低速であったため、di / dtは小さくなりました。

4. 使用できる1200V IGBTのセレクションがあります（ここは机の上に座っているだけです）。これらは、この種の負荷を駆動するMOSFETと同じくらい問題がありますか？フェアチャイルドはこれらの使用を提案しているようです。

編集：

MOSFETを保護するためにダイオードを一次側に配置するLTSpiceシミュレーションを実行しました。結局、それは回路の目的を無効にします。以下は、ダイオードを一次側に配置する前（左）と後（右）にシミュレートされた二次電圧です。

そのため、保護ダイオードは使用できないようです。

聖なる!! はんだなしブレッドボードで数十秒のスイッチングを試みていますか？そして、トランスにフライバックダイオードがありませんか？

このようなことをするつもりなら、高速スイッチングと誘導性寄生を尊重することを学ばなければなりません。グランドプレーンに移動し、すべてのスイッチングパスをできるだけ短くします。また、MCP1402に100 uFのキャップ（選択用のタンタル）を取り付けて、バッテリーへの長いリード線以外に、フライバックダイオードに駆動するものを与えます。

無負荷波形にこれらの規則的な隆起が見えますか？これらは〜40 MHzの発振であり、良い兆候ではありません。

IRF840の逆伝達容量（120pF）、ドレイン電圧のdv / dt、およびかなり弱いドライバー（MCP1402）の組み合わせが、私の最良の推測です。

まず、ドライバーのデータシートを読んでください-3ページで、「逆電流に耐えるラッチアップ保護」は通常0.5アンペアよりも大きいと書かれています-これは、そのデバイスが故障する理由の手がかりです。

次はQ = CVまたはdq / dt = I = C dv / dtです。

ドレインのdv / dtに大きな変化がある120pFを流れる電流は、ドライバーが対処できる以上のものだと考えています。そのため、スコープの画像がすべて悪くなる直前に、約20nsで10Vのような変化が見られます。

I = 120pF x 10V / 20ns-これは60mAですが、ゲートで見られる電圧です-ドレインでは10倍または100倍大きいため、電流は600mAから6Aになり、逆寄生コンデンサを通過しますドライバチップに。

とにかくこれは私の疑いです。私は10アンペアに対応したドライバーを使用するか、少なくとも10アンペアの逆電流に対応できるドライバーを見つけます。

Andyは、ドレイン-ゲート間容量で何かに取り組んでいます。

しかし、これも12V電源に対してこれが何をしているのかを測定してください。これは、ゲートドライバを通るスパイクの代替パスになります。現在、デカップリングとして単一の0.1uFコンデンサを示していますが、それだけでは不十分だと思います。10nFから最大100 uF以上までの広範囲のデカップリングが必要になる場合があります。それでも十分でない場合は、LCフィルターと独自のローカルデカップリングからゲートドライバーと敏感な電子機器に給電することを検討してください。

220..470nF MKPコンデンサをトランスと並列に配置するだけで、誘導コイルによって生成される高いピーク電圧を減衰できます。これで、遮断された電流がFETを破壊する代わりにコンデンサに流れます。

これは、すべてのCRT TVで行われ、水平出力ステージを監視します。