*線形* MOSFETドライバーステージの設計


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私は、オペアンプとパワーMOSFETの間に配置して、トランジスタを(スイッチではなく)線形増幅器として動作させることができるMOSFETドライバー回路を探しています。

バックグラウンド

約1µsで負荷をステップできる必要がある電子負荷回路を開発しています。最も重要なステップサイズは小さく、たとえば100mAです。しかし、うまくいけば、2.5A / µsの大きな信号ステップ速度も達成したいと思います。1〜50Vのソース、0〜5Aの電流に対応し、約30Wを消費する必要があります。

現在の回路は次のとおりです。以前の質問に登場して以来、私はMOSFETを見つけられた最小の容量デバイスに置き換え(IRF530N-> IRFZ24N)、滞在中にかなり広い帯域幅、高スルーレートのオペアンプ(LM358-> MC34072)に移行しましたジェリービーンの領土。現在、安定性のためにオペアンプで約4のゲインを実行しています。これにより、1MHz付近の帯域幅が得られます。興味のある方のために、以下の背景をご覧ください。

回路図

問題

回路はかなり良好に動作しますが、問題は安定性が非常に安定していることです:)それは発振しません、またはそのようなものではありませんが、ステップ応答はオーバーダンピング(オーバーシュートなし)からかなりアンダーダンピング(20%ロードされるソースに応じて、オーバーシュート、3つのバンプ)。低電圧および抵抗性のソースには問題があります。

私の診断では、MOSFETのインクリメンタル入力容量は、ロードされるソースの電圧と、ソース抵抗によって生成されるミラー効果の両方に敏感であり、これにより、オペアンプのソース依存のC g a t eと相互作用するampRoCgate MOSFETと。

私のソリューション戦略は、オペアンプとMOSFETの間にドライバーステージを導入して、ゲートキャパシタンスに対してはるかに低い出力インピーダンス(抵抗)を提供し、さまよう極を、数十または数百MHzの範囲まで駆動することです。危害を加えます。

Web上でMOSFETドライバー回路を検索する場合、私は、MOSFETを可能な限り迅速に完全にオンまたはオフに「切り替え」たいと思うことがほとんどだと思います。私の回路では、MOSFETをその線形領域で変調したいと考えています。だから私は必要な洞察をまったく見つけていません。

私の質問は次のとおりです。「MOSFETの線形領域の導電率を変調するのに適したドライバー回路はどれですか?」

Olin Lathropが別の投稿を渡す際に、時々このような単純なエミッターフォロワーを使用することを言及しているのを見ましたが、投稿は何か他のものについてでしたので、それは単なる言及です。オペアンプとゲートの間にエミッタフォロワーを追加することをシミュレートしましたが、実際には立ち上がりの安定性に驚異的な働きをしました。しかし、秋はすべて順調だったので、私はそれが私が期待していたほど単純ではないことを理解しています。

相補的なBJTプッシュプルアンプのようなものが必要だと思いますが、MOSFETドライバを区別する微妙な違いがあることを期待しています。

この場合のトリックを行う可能性のある回路の大まかなパラメーターをスケッチできますか?


関心のあるさらなる背景

この回路はもともとJameco 2161107電子負荷キットに基づいていましたが、最近廃止されました。私の現在の部品は、元の補完部品よりも約6つ少ないです:)。私の現在のプロトタイプは、私のように、そのようなことに興味を持っている人にとってはこのように見えます:)

プロトタイプ

ソース(通常はテスト対象の電源)は、前面のバナナジャック/バインディングポストに接続されます。PCBの左側にあるジャンパーは、内部または外部プログラミングを選択します。左側のノブは10ターンポットで、0〜3Aの一定の負荷を選択できます。右側のBNCでは、任意の波形で負荷を1A / Vのレベルで制御できます。たとえば、負荷をステップするための方形波を使用できます。2つの水色の抵抗器はフィードバックネットワークを構成し、はんだ付けせずにゲインを変更できるように機械加工されたソケットにあります。ユニットは現在、単一の9Vセルから給電されています。

私の学習の足跡をたどりたいと思う人は誰でも、ここで他のメンバーから受けた素晴らしい助けを見つけるでしょう:

このような単純なプロジェクトが非常に豊富で学習の動機付けになっていることに、私は完全に驚いています。具体的な目標を手に入れずに着手すれば、これほど乾燥するほどの数のトピックを勉強する機会が与えられました:)


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伝達曲線のゼロ温度交差点を安定に​​保つために、バンドギャップデバイスを備えた定電流源が使用されます。これは、トランスコンダクタンスが非常に低いデバイスと同様に、MOSFETを線形領域で設計するための重要なパラメータです。非常に重要なのは、使用するこの特定のデバイスの伝達関数(Vgs対Id)を取得し、製造者が提供する曲線の水平(Vgs)軸に必要なシフトを行うことです(ほとんどの場合不正確です!)。
GRテック

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バッファーについては、LH0002またはLH0033(ti.com/lit/an/snoa725a/snoa725a.pdf)を調べてください。彼らは非常に速かった。LH0002は、おそらくディスクリートから構築できるほど単純です。最近、ICが見つかるとは思いません。
-gsills

素晴らしい、@ gsillsに感謝!:)私はそれを綿密に研究するために今すぐそのシートを印刷しています:)
scanny

回答:


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これは、Mr。Millerによる負荷抵抗による実効負荷容量の変動と、過補償をしないようにする必要があるため、本当に興味深い問題です。

バイアス付きプッシュプルBJT出力ドライバーは正常に動作するのではないかと思われます。4個の小さなBJT(2個はダイオードとして接続)、2個のバイアス抵抗器、およびそれぞれのエミッターの劣化が2、3オームです。

回路図

この回路をシミュレートするCircuitLabを使用して作成された図

私がこれをやっていたなら、LM8261のような、より高価で、それでもかなり安価なアンプを投げたいと思うでしょう。


Spehroに感謝します。これはまさに私が探していたものです!:)今晩、これを回路図に追加し、シミュレーションで何ができるかを学びます。それから、小さなドーターボードにそれをホイップし、プロトタイプにはんだ付けします。ゲート抵抗を取り外した場所から正しい場所に開いたパッドがあります。私はそれがどうなるかについて報告します:)
scanny

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これは@Spehroで機能しました!以下の完全な結果レポート。素晴らしい学習経験ですが、最終回路でLM8261をテストします:)
scanny

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結果報告

さて、簡単な話は次のとおりです。ディスクリートバッファーの追加が機能しました。そうは言っても、このように回路を設計するのではなく、@ Spehroと@WhatRoughBeastの推奨に従い、より高い電流出力機能を備えたオペアンプを使用します。オペアンプに。

これが私が使用した回路です。@Spehroが提供したものとかなり似ていますが、実際は@gsillsが推奨するLH0002データシートにあるものとまったく同じです。基本的には、まったく同じ部品(バイアス抵抗値は1kではなく5k)をわずかに異なる接続で使用し、...データシートでは、回路の電流ゲインは40,000でした。まあ、私の欲望が完全に引き継がれたので、2段階バージョンに行くことにしました:

enter image description here

うまくシミュレートされたため、5 x 7ビットのベロボード上に構築し、プロトタイプのドーターボードとしてインストールしました。

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そして出来上がり!立ち上がり1µs(1.120µs)に近く、0Vを少し超えて30Vまでオーバーシュートがなく、電流が100mAから2.5Aまでステップオーバーしていない岩のようにしっかりしています。

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落下は1.42µsで少し長くなります。

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これは実際には少し嬉しい驚きでした。なぜなら、設置前にベンチでテストしたとき、回路自体は特に安定していなかったからです。このようなバッファ回路がすべて独自に発振する可能性があることを誰が知っていましたか?まあ、明らかに私を除いて誰もが、私はそれを検索すると発見しました:)そして、25MHzのような本当に高い周波数も。私はまだそれがなぜなのか完全には理解していませんが、どうやらエミッタフォロワーはコルピッツ発振器に非常に近く、この回路はエミッタフォロワのクワッドパックであり、寄生リアクタンスの間違ったビットだけが歌うことを設定できます。テストリードは必要なすべての寄生素子であると予想されます。また、いくつかの入力抵抗はそれを落ち着かせるために使用されますQ 私は信じているタンク回路の)、したがって、おそらく Ro オペアンプの問題も解決に役立ちます。

ですから、これは間違いなく豊富な学習経験でした。私はついにプッシュプルBJTアンプに頭を包み込むようになり、回路のパフォーマンスに本当に満足しています。ゲインを微調整することで1µs未満になり、帯域幅をもう少し増やすことができると思います。おそらく4ではなく3のゲインになります。

そうは言っても、「プロダクション」回路にディスクリートドライバーステージを追加することは最善策ではないと思うので、評価ボードとLM8261 @Spehroのサンプルを推奨しました。それは間違いなく印象的なオペアンプです。「無制限の静電容量」を駆動できるオペアンプのようなものがあるとは知りませんでした。データシートには、47nFを駆動する回路が示されていますが、これは私が必要とする以上のものです。

それで、部品が到着したらどうなるか見てみましょう:)


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私は一般的にSpehroに同意しますが、注意すべき点がいくつかあります。

まず、電力線にデカップリングを追加する必要があります。9ボルトのバッテリーでは、必要なパフォーマンスが得られません。できる限りアンプの近くで約10 uFのタンタルを試してください。写真からは、この機能を果たす電解液があるように見えますが、回路図には表示されません。さらに良いのは、12ボルト(できれば線形)の電源を入手し、バッテリーを完全に放棄することです。(デカップリングは引き続き必要ですが、少なくともバッテリーの残量が少なくなることを心配する必要はありません。)

次に、スコープの接地を、入力線ではなく、電力抵抗器の接地側に接続してみてください。これは大きな違いにはなりませんが、とにかく良いアイデアです。

第三に、Spehroはあまりにも穏やかです-オペアンプはあなたが望むことをしません。まず、その整定時間は1.1 usecから0.1%としてリストされており、外部ステージはありません。第二に、ゲートが出力に370 pFの負荷をかけているため、これが不安定の原因である可能性が非常に高いです。特に500 pFの指定負荷で、公称セトリング時間が400ナノ秒の場合、LM8261ははるかに優れた選択肢です。ただし、注意が必要です。LM8261の帯域幅を広くすると、他の発振源が発生する可能性があるため、準備してください。あなたのPCBのレイアウトはこれが問題になるべきではないほどきつく見えますが、あなたは決して知りません。

第4に、50ボルトの電源を5アンペアに本当にロードしたい場合は、250ワットの電力を消費することになります。30ワットは単なる希望的観測です。これには、ほぼ確実に複数のFETと、おそらく強制空冷によるより大きなヒートシンクが必要になります。


バッテリーの性能については、負荷ステップ中に電圧降下を引き起こすには内部抵抗(私が発見した約1.7Ω)で十分だと思いますか?回路には、バッテリと並列に100µFの電解コンデンサと100nFのセラミックがあります。謝罪、それを回路図に含めるとは思わなかった。プローブの接地では、通常抵抗の接地を使用しますが、少し傷ついたので、しばらくの間は余裕があると思いました:)もう少しノイズを拾いますが、波形は目立って変化していませんでした。後でビルドするために、より正確な情報を取得します。
scanny

消費電力については、もちろん、50Vと5Aの両方を同時に行うことができることを意味するつもりはありませんでした:)ある時点で、そのための保護回路についていくつかの考えを与えるかもしれません。それまでは、ヒートシンクを片手で使用している間のみ使用しています:)
scanny

@scannyバッテリーの内部インピーダンスはスペクトル全体で必ずしも一定ではなく、バッテリーが消耗すると増加します。あなたはそれについての物語を読むことさえできます:ganssle.com/articles/Exofoolishness.htm
Eugene Ryabtsev

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@WhatRoughBeast MOSFETの消費電力は、MOSFETの電圧降下と電流の流れのみに依存すると思います:Pdiss = VDS×IDS。これが、MOSFETが線形領域でより多く消費する主な理由です。SOAダイアグラムこの場合、不安定な状態を最小限に抑えることが非常に重要です。
GRテック

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ただの提案...リニアモードでIXTN90N25L(23nF Ciss)のようなMOSFETを駆動するために、SOT23-5パッケージのLM8261を探していました。さらに高い出力電流定格とLM8261と同様の帯域幅を持つLM7321が見つかりました。もちろん、SOT23-5の制限を取り除くことで、ti.comの選択を使用するだけで、他の高出力電流のオペアンプを見つけることができます。



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フィードバック抵抗R10にコンデンサを貼り付けることから始めます。次に、MOSFETが線形(三極管)領域で開始するときにバイアスをかけるために、MOSFETに抵抗分割器を追加します。

これには、フィードバックループの帯域幅を制限するためのコンデンサなしで非常に多くのオペアンプが発振するという理由があります。私は個人的にそれを義務的であると考えています。

MOSFETが線形領域で起動する場合、オペアンプは適切な開始点になる可能性があります。そこでは、突然しきい値電圧に達するのではなく、変化にゆっくり反応することができます。抵抗を大きくするだけです。

schematic

この回路のシミュレーションCircuitLabを使用して作成された回路


実際に、あなたが提案する「インザループ」補償スキームから始めました。残念ながら、ワーストケースのゲート容量に対応するように構成されている場合、帯域幅が失われます。また、フィードバック回路が3次になり、ステップ応答がさらに遅くなる場合があります。20µsの立ち上がり時間が、このスキームでできる最高の時間でした。ドライバーのアイデアは、MOSFETからオペアンプを効果的に分離することで、補償は不要であり、利用可能な最大帯域幅を維持することができます。抵抗分圧器については、オペアンプをさらに動作させるメリットがあるかどうかはわかりません。
スキャンニー

「フィードバックループのローパスフィルター。」ハイパスフィルターのように見えます
ピーターモーテンセン

@scanny OK、オペアンプとゲートの間に直列抵抗を試しましたか?(約50オーム)と2番目のフィードバックループを追加しますか?。(ADIからAN-968を参照してください)
user55924

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ええ、それは実際には元の回路(47Ω)の一部でしたが、フィードバックコンデンサーを削除すると、それ以上の目的はなくなり、そのままにしておくだけで Ro、移動 Ro+Css pole downward in frequency and further degrading stability.
scanny
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