MOSFETのBJTプッシュプル

ディスクリートコンポーネントでMOSFETを駆動する方法を探しています。実際、私は100-150Aの電流でMOSFETの束を駆動する必要があります。そして、駆動ICを使用せずに、機能をより詳細に制御し、複雑さを減らし、コストを削減することは可能だと思います。

私は抵抗器とコンデンサーを使って、さまざまな配置で実験しました。オシロスコープを使用して、リンギング、立ち上がり/立ち下がり時間などを監視しています。

問題は、抵抗器を導入するとすぐに、立ち上がり/立ち下がり時間が非常に長くなることです。

入力信号の立ち上がり/立ち下がり時間は約8〜10 nsです。BJTのみを使用すると、信号は同様の立ち上がり/立ち下がり時間で簡単に複製されます。ただし、ゲート容量が導入されると、立ち上がり/立ち下がり時間は大幅に長くなります（300〜2000 nsなど）。

したがって、立ち上がり/立ち下がり時間を短縮するために、さまざまな方法を実験してきました。

方法A：NPN + PNP（電圧フォロワ？Vccからの電流ソース？）

ゲート電圧が入力信号電圧を超えないことを理解していない、次の回路を作成しました。

Rdsonを最小限に抑えるには、ゲート電圧を10V以上にする必要があります。

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}

方法B：PNP + NPN

私はさまざまな抵抗器とコンデンサーで実験しました：

^{この回路をシミュレート}

しかし、私はそれを見つけました：

• コンデンサは、立ち上がりリンギングを減らしますが、立ち下がりリンギングと時間を増やします=>削除
• R2とR3を除くすべての抵抗は、立ち上がり/立ち下がり特性に悪影響を及ぼす=>削除
• R2とR3の電位差計を使用して、最高の抵抗はR3 = 4kとR2 = 1.5kであることがわかりました。
• 立ち上がり時間490ns、立ち下がり時間255ns。

ゲート電圧が十分低くならない、例えば約400mVに留まっているようだと少し心配です。グランドは250mVで読み取られるようですが、おそらくブレッドボードはひどいものです。信号が一定の低（オフ）のときに発熱を防ぐために、ゲート電圧はどのくらい低くすべきですか？

パフォーマンスを改善するために他に何かできることはあるのでしょうか。

改善された回路：

^{この回路をシミュレート}

オシロスコープ：

注：設定により、入力信号がオシロスコープで反転したようです。スクリーンショットは後で更新します...

また、PNPのベースを次のスクリーンショットに含めました。このように見えるはずですか？少しファンキーに見えます。

問題は、NPNがオンのままであり、ゲートが充電されないことです。

BJTがフォロワー構成になっています。つまり、電流ゲインは提供できますが、電圧ゲインは提供できません。実際、エミッタは、正方向の信号のベースの下でダイオードドロップになります。ゲートで6Vに達した場合、信号発生器から約6.7Vが出ているはずです。

BJT Wikiページには、BJT増幅器の特性について詳しく説明する3つの一般的な増幅器形式へのリンクがあります。

BJT Wiki

短時間でFETのゲート容量を充電するには、高いピーク電流が必要なため、電流ゲインは優れています。I= C * dv / dt。

より高い電圧スイングを得る1つの方法は、ゲートドライブステージの前にBJTレベルシフターを追加して、5Vから12Vに変換することです。もちろん、単一ステージのBJTレベルシフターは信号を反転しますが、多くの場合、信号源でそれを処理できます。

アプリケーションで許容可能な立ち上がり時間を得るには、プルアップ抵抗の値を十分に小さくする必要があります。VCCは12V電源であり、ベース抵抗は、トランジスタのベータを考慮して、5Vドライブで飽和を保証するサイズにする必要があります。！YはBJTゲートドライバーステージのベースに接続する必要があります。

ただし、目的がFETからの高速な立ち上がりおよび立ち下がり時間であり、BJTについて学習しない場合は、おそらく市販のゲートドライバーICを使用する必要があります。IR / Infineon、Texas Instruments、Intersil、またはMaximのオプションを探してください。

TIの低価格オプションは次のとおりです。

UCC27517

最初のバージョン-プッシュプルエミッタフォロアは、利用可能な最大のmosfet VGS = +4,3 Vで十分である場合は問題ありません。PNPは+0,7 V以下では効果的にプルダウンされないため、MOSFETのオフ状態を確保するために、BJTエミッタからGNDに約100オームのプルダウン抵抗を挿入する必要があります。さらに、MOSFETのゲート端子に挿入された数オームのダンピング抵抗により、静電容量とワイヤインダクタンスによって生じるリンギング。

2番目のバージョンにはショートカットがあります。現在のルートQ2ベース-> R3-> R2-> Q1ベースについて考えてみましょう。

エミッタフォロアには飽和がなく、拡散容量によるターンオフ遅延はありません。

他の回答が提案するように、ゲートドライバICを使用します。これは、ゼロ調整と低い確率で仕事をし、動作電圧の遷移中に考えられないように動作します。

電流が100 Aであると述べている追記期限付質問者のコメント

100アンペアのオン状態IDには、特にスイッチングレートが高い場合はさらに注意が必要です。通常の50オームZout方形波信号発生器からゲートを駆動して、テストランを実行します。安全のため、低いスイッチング周波数を使用し、+ 6Vを超えるユニポーラ信号から始めてください。Vgsのオシロスコープは、必要な遷移時間で状態遷移を注入および削除するために、どれほど大きな電荷が必要かというアイデアを提供します。これにより、必要なドライブ電流が決まります。Vdsのオシロスコープは、必要なVgsを明らかにします。

記載されている測定値は、十分に対応可能なドライバーを設計するための基盤です。

他の人々はすでにIC MOSFETドライバを提案しています。ディスクリートドライバーを本当に実行したいようです。

これが回路で、基本的にはドライバーICの内部にあるものです。これにより、遷移時間約100 nsで100 Aのスイッチングが行われ、MOSFETの電力損失を最小限に抑えます。

Q1は、信号振幅を12ボルトにするための単純な反転レベル変換器です。M2とM3はMOSFETプッシュプルドライバを形成します。R4とR5は、貫通電流を制限してM2とM3への損傷を防ぐためにあります。これは、ゲートが0〜12Vの間で遷移するときに、両方が短時間オンになるためです。

R4とR5がない場合、貫通電流は最大ドレイン電流定格を超えます。実際のICでは、M2とM3は、実際の抵抗を配置する代わりに、十分に高いRds-onを持つのに十分なサイズになっています。

さらに、M2 / M3は反転して通常のロジックに戻ります。最後に、M3は100 A電流を処理する高電流ドライバーとして機能します。

M1の遮断には約2 usの遅延があることに注意してください。高周波で負荷を切り替えない場合、この2usは問題になりません。

これらのパーツの使用は絶対にお勧めしません。私は、LTspiceが持っていたものからこれらを選んだだけです。たとえば、M1は35A連続に制限されているため、これらの部品を設計に適したものと交換し、シミュレーションを再実行します。次に、プロトタイプでテストして、パフォーマンスを確認します。とにかく、この回路はあなたにとって良い出発点かもしれません。

100アンペアをすばやく切り替えることは、回路の寿命にとっては危険です。

どこかに4インチのワイヤーがあると仮定します。これは約0.1uHです。おおよそ。1メートルのワイヤーが1マイクロヘンリーのインダクタンスであると仮定すると非常に嬉しいです。

10ナノ秒で100アンペアをオフにしましょう。ソースまたはドレインに0.1uHのインダクタンスがあります。何が起こるのですか？

ドレインの場合は、パワーMOSFETを一掃するだけです。

ソース内にある場合は、多くのナノ秒のターンオフを防ぐ負のフィードバック動作が発生する可能性があります。9ampドライバーの長いテストリードで、これが発生するのを個人的に見ました。

そのような目的のためだけにレベル変換ドライバICがあります（例：DS0026またはMC34151）。

TTL / CMOS互換の入力があり、立ち上がり時間と立ち下がり時間が速く、非常に高い電流を駆動できます。MOSFETをすばやくオン/オフするために必要なすべての機能。

<なぜ0-6vなのか？

Q2のエミッターは、Q2のベースよりも0.7v高く、0〜5vです。それがあなたの答えです。

ゲート電圧が十分低くならない、例えば約400mVに留まっているようだと少し心配です。グランドは250mVで読み取られるようですが、おそらくブレッドボードはひどいものです。信号が一定の低（オフ）のときに発熱を防ぐために、ゲート電圧はどのくらい低くすべきですか？

MOSFET M1は適切なターンオフのための低抵抗パスを取得していないようです。トランジスタを介してGNDに接続できます。このようにして、M1ゲートは急速に放電します。