タグ付けされた質問 「feedback」

フィードバックは、信号の出力からの情報を使用して（意図的または非意図的に）同じ信号の入力を変更するプロセスです。一般的にオペアンプで使用されます。日常の例は、マイクが増幅された出力からオーディオを拾うときに聞こえる高音域のオーディオ周波数です。

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本当にノイズゲインとは何ですか？そして、一般的なケースではどのように決定されますか？
更新：この質問は、私にとってはかなり研究執念と呼ばれるものを引き起こしました。私はその底にかなり近づいたと思います、私は私の答えを以下の答えとして投稿しました。 ここにも同様の質問がありましたが、回答で一般的なアカウントを要求したり受け取ったりしませんでした。 ノイズゲインは、頻繁に言及されておらず、明らかに理解されていない概念であることがわかります。 絶対に期待できる方程式が1つあると思ったとき、オペアンプのよく知られたゲイン方程式は状況に依存することがわかりました。 G=Ao1+AoβG=Ao1+AoβG = \frac{A_o}{1 + A_o\beta} 、使用するβの定義に依存します。ββ\beta 驚きの部分（背景） 私が知っていることと、真実であることが実証できることを簡単に説明することから始めましょう。そうすれば、宿題を済ませて、急いで答えるのを思いとどまらせることができます。 はフィードバック分数として知られ（フィードバック係数とも呼ばれます）、反転入力にフィードバックされる出力電圧の割合です。ββ\beta 考慮非反転増幅器以下の画分、反転入力が容易であると決定された到達1 / 10の分圧器の検査では：VoutVoあなたはtV_{out}1/101/101/10 V−=VoutRgRf+RgV−=VoあなたはtRgRf+RgV_- = V_{out} \frac{R_g}{R_f + R_g} β= V−VO U T= RgRf+ Rg= 10 k90 k + 10 k= 110β=V−Voあなたはt=RgRf+Rg=10k90k+10k=110\beta = \frac{V_-}{V_{out}} = \frac{R_g}{R_f + R_g} = \frac{10\mathrm{k}}{90\mathrm{k} + 10\mathrm{k}} = \frac{1}{10} 最初の式に戻ると、は開ループゲインを表し、この場合は約100,000です。式に代入すると、ゲインは次のとおりです。AoAoA_o G=Ao1+Aoβ=100,0001+(100,000⋅110)=100,00010,001=9.999G=Ao1+Aoβ=100、0001+（100、000⋅110）=100、00010、001=9.999G = …
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反転増幅器の抵抗値の選択とその理由
ここでのゲインはA = -R f / Rinです。ただし、10 V / Vのゲインが必要だとしましょう。どの抵抗値を選択しますか？その理由は何ですか？ これらの抵抗器の組み合わせの数に制限はありませんが、特定の値を使用する理由があるのは知っています。すなわち、R f = 100Mohm、R in = 10Mohmは10V / Vのゲインを与えますが、R f = 10 ohmおよびR in = 1 ohmは10V / Vのゲインを与えます。デザインにどのような違いがありますか？ 私の考えでは、より高い値の抵抗は正確ではないため、正確なゲインが得られず、より低い値の抵抗を使用すると、ソースからの電流が大きくなります（V in）。他の理由はありますか？また、私が正しいか間違っているかを教えてください。
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なぜ抵抗器とコンデンサーを積み重ねるのですか？
前任者からチャージアンプ/シェーピング回路を引き継ぎました。電流から電圧への変換を行うローパスフィルターを作成したいとき、彼は次のような標準回路を持っていました。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 彼は、R9とC11に対して単一のフットプリントを作成し、次のように互いの上にはんだ付けします。 このように回路を設計した理由は何でしょうか？私はこの特定のテクニックを他のどこにも見たことがない。私の目には、アセンブリの観点からだけでなく、コンデンサのフィードバックパスを最小化するためにも、問題があるように見えます。価値のあるものとして、この回路は非常に短い（〜4ns）パルスに対処することを目的としています。 編集：洞察力に富んだコメントをありがとう！この回路の背後にある考え方は、実際には、この場合、PINダイオードによって生成されるパルスを広げることです。コンデンサはCOG +/- 10％です。 この回路に関する混乱を拡大するために、スタックによって寄生が変化することに同意します。しかし、コンデンサと抵抗は両方とも0603であることを述べておかなければなりません（写真から明らかでない場合）。設計者が寄生成分を心配しているなら、彼の最初のステップはコンポーネントのサイズを小さくすることだと思っていました。 私は取締役会に関する他のいくつかの問題を修正しており、このスタッキングビジネスで重要な何かを見逃さないようにしたかったのです。有益な洞察に再び感謝します。
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大きな抵抗を使用した場合の副作用
大きな抵抗（メガオームのオーダー）の抵抗器を使用することによって引き起こされる可能性のある問題はありますか？ 私は単なる分圧器であるフィードバックネットワークを設計していますが、フィードバックは回路からできるだけ少ない電流を消費するようにします。重要なのは、抵抗の比だけです。だから私の質問は次のとおりです。たとえば、1および10 MOhmsの代わりに1および10 Ohmsの抵抗器を選択する理由はありますか。
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オペアンプ回路にフィードバックが必要なのはなぜですか？
オペアンプが正しく機能するためには、出力から反転または非反転入力（外部回路に依存）へのDCフィードバックループが必要であることを理解しています。 オペアンプを使用する際のDCフィードバックの目的は何ですか？なぜそれが必要であり、それなしでは効果はどうなりますか？
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線形回路の構築に安全に使用できるCMOSロジックファミリはどれですか？
デジタルCMOSインバーターを構成して、アナログ機能（特に発振器と増幅器）を実行できることを知りました。ただし、例の多くは古いCD4000シリーズのデバイスを優先する傾向があります。さらに、このアプリケーションノートでは、セクション3で、バッファードインバーターの使用が安定性の問題を引き起こす可能性があることに言及しています。 線形演算を実行するためにどのロジックファミリを確実に構成できますか？どの家族を避けるべきですか？ AHCやLVCの5VトレラントI / Oなどの「特別な」保護回路は、追加の安定性の問題を引き起こしたり、線形動作を妨げたりしますか？ TTL互換デバイス（HCT、ACT、AHCT）を使用して線形回路を構築しようとするとどうなりますか？ 線形領域でデジタルICを使用するのは悪い習慣と見なされますか？
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実際のフィードバック回路での安定性（位相マージン）解析
そのため、負のフィードバックを使用してデータ集録回路のオフセット電流を制御するという素晴らしいアイデアがありました。もちろん、ソフトウェアでこれを行うこともできますが、入力段でオフセットを削除すると、スイングが減少し、プリADCアンプで飽和することなくゲインが増加し、SNRが向上します。 そのため、このフィードバックループを設計し、会社で作成しました。そして、約50kHzで発振しましたが、おそらくほとんどの専門家にとっては驚くことではありません。私が行った唯一の安定性解析は、負のフィードバックがあることをトリプルチェックすることでした 実際のループにはサンプルアンドホールドアンプが含まれます（および両方の抵抗を含むこのセクションは、前の反復で証明されています）が、発振のみが発生しますトラックフェーズ中に、トラックフェーズ中に存在するループを再現しました。CtrackCtrackC_{\text{track}}RtrackRtrackR_{\text{track}} 基本的な考え方は、のオフセット電圧が強制されるように、フィードバックループはOA2の2つの入力を同じ電圧に強制する（つまり、出力電圧をOA2開ループゲインで除算する）ことです。。次に、サンプルアンドホールドがホールドモードに切り替わり、V _ {\ text {out}}を取得します。VoutVoutV_{\text{out}}VoffsetVoffsetV_{\text{offset}}VoutVoutV_{\text{out}} 私は学校でゲインマージンと位相マージンを研究しましたが、それについて最近の練習がなかったので、この実際の回路のボード線図を作成する方法がわかりません。OA1とOA2はOPA2376であり、OA3はOPA340です。電源バイパスなどのための追加の接続がありますが、それらは信号経路に関連するとは思わないため、中断しました。ただし、安定性に重要な理由があるかどうかについては、お気軽にお問い合わせください。また、電源はセンサーからの電流を表しますが、実際には理想的な電流源ではありません。I1I1I_1 受動部品によって作成されたものに加えて重要な極を含む非理想的なオペアンプを使用して、このような回路のボード線図をどのように開発しますか？データシートからそれらを読み、重ね合わせます 発振周波数が非常に低く、希望の通過帯域に近いため、心配です。 位相シフトの問題は、オペアンプの10Hz以下のコーナー周波数が原因であると考えるのは正しいでしょうか？抵抗フィードバックネットワークを使用する場合、開ループゲインを切り捨てて、コーナー周波数を右（開ループプロットが新しいゲインと交差する場所）に移動しますか？そして、位相シフトもより高い周波数で始まりますか？ 私の印象では、既存のフィードバックにより、OA1とOA3の両方にユニティ電圧ゲイン（反転）があります。OA2が問題として残っています。OA2がループ全体を安定させ、オフセット誤差を小さく抑え、整定時間を以下に保つための良いフィードバックループは何でしょうか（その後、ホールドモードに切り替える必要があるため）。または、代わりにや調整して、新しい極を作成する代わりに既存の極を移動する必要がありますか？250μs250μs250 \mu sCtiaCtiaC_{\text{tia}}RtrackRtrackR_{\text{track}}
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オペアンプのポジティブフィードバックとネガティブフィードバックはどのように異なるのですか？両方が存在する回路を分析する方法は？
オペアンプでは、正の入力に対するフィードバックにより飽和モードになり、出力はV +-V-と同じ符号になります。負の入力に対するフィードバックは、それを「レギュレータモード」にし、理想的にはVoutはV + = V-のようになります。 オペアンプはフィードバックに応じてどのように動作を変更しますか？それはより一般的な「行動法」の一部ですか？[編集：追加された電圧のラインの何かが、+フィードバックの場合にエラーを減らすのではなく、エラーを増やすのではないでしょうか？] 両方が存在する回路をどのように分析できますか？ 両方を同時に首尾一貫した方法で答える人は、投票の票を獲得します。
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発振器の出力として1つの周波数しか取得しないのはなぜですか？
正のフィードバックで振動を維持するためにAB=1AB=1AB=1を学習したオシレーターにだけ興味があります。以来、AAA及びBBB周波数依存性の両方であり、AB=1AB=1AB=1、特定の周波数についても同様です。 AB>1AB>1AB>1である周波数はどうなりますか?? これらの周波数は、リミッター回路で制限されるまで増幅され続けますか？ それでは、なぜこれらの周波数を出力に含めないのですか??
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負帰還を使用してボルテージフォロアが定常状態に達する方法の段階的な説明
少々待ってください！私は、負のフィードバックが最終的に何をするのか、なぜそれを使用すべきなのかを理解しようとはしていません。回路がどのように定常状態に達するのか、そしてステップバイステップで負帰還がどのようにVoutをVinと同じにするのかを理解しようとしています。これは、他の回答では適切に対処されていません。 オペアンプのゲインが10,000、電源が15V、Vinが5Vであると仮定します。 私の理解によると、これはそれがどのように行くかです： は 5 Vであるため、 V o u tは50,000 Vである必要があります。ただし、オペアンプの電源により15Vに制限されています。VI NV私nV_{in}VO U TVoあなたはtV_{out} その後、 V o u tは V −に戻されますが、負のフィードバックであるため、 V i nから減算されます。VO U TVoあなたはtV_{out}V−V−V_-VI NV私nV_{in} したがって、差動入力電圧は5V-15V = -10Vになります 次に、これはオペアンプによって-15Vに増幅されます（飽和のため） 現在、負のフィードバックを介して-15 印加されますが、二重負のため5 Vに追加されますVI NV私nV_{in} したがって、差動入力は20Vで、は15Vです（飽和のため）VO U TVoあなたはtV_{out} オペアンプが飽和に達するたびに、出力を反転するだけのようです ここで明らかに間違ったことをしました。この方法では、出力が5Vで安定することはありません。実際にどのように機能しますか？ 優れた答えのために、私（と思う）は、負帰還の動作を理解しています。私の理解によると、これはそれがどのように行くかです： 簡単にするために、入力は5Vへの完全なステップであるとしましょう（そうでなければ、出力は過渡入力に追従し、すべてを「連続」にし、ステップで説明するのが困難になります）。 最初は、入力は5Vであり、現在出力は0Vであり、0VはV i nにフィードバックされていますVI NV私nV_{in} そのため、差動電圧は5Vです。オペアンプのゲインは10,000なので、50,000Vの出力（実際には供給電圧によって制限されます）を生成する必要があるため、出力は急速に増加し始めます。（V+− V−）（V+−V−）(V_+ - V_-) …
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仮想地上パラドックス？
オペアンプの仮想グラウンドに関連する逆説的な状況だと思うことはできません。これが本当に愚かな質問である場合はご容赦ください。 オペアンプ（理想）の「負のフィードバック」により、その入力端子間の差が「ゼロ」になったとき。オペアンプは基本的に差動アンプであり、次の方程式に従うため、出力もゼロにならないはずです。 Vo =（開ループゲイン）*（入力との差動電圧） これまでに私が思いついた説明は：- 1）オペアンプ出力は実際にゼロであり 、電圧を生成するのは外部回路（抵抗RfとRinで構成）であり、ポイントBでオペアンプ出力電圧（この場合はゼロ）に加算されます。システムの実際の出力。 2）仮想接地が完全ではなく、入力に非常に小さな差動電圧が存在し、これが変動する高ゲインと乗算されて出力を生成します。 オペアンプの動作の実際の定義が、出力をゼロにせずに仮想地上現象とどのように一致するかは、根本的に理解できません。助けてください！
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負帰還が帯域幅を増やす方法
負の電圧フィードバックは、すべての周波数に等しく影響します。したがって、簡単な観察から、負のフィードバックが回路の帯域幅に影響を与えないことが明らかです。しかし、多くの本では、負の電圧フィードバックは回路の帯域幅を増加させると書かれています。 負のフィードバックが帯域幅にどのように影響するか説明できますか？
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チョッパーアンプのフィードバックループの安定性
構築する予定の回路の安定性について質問があります。これは電圧制御電流源であり、IN-AMPを使用してRsnsを流れる電流を検出し、オペアンプにフィードバックを提供します。私はプログラム可能な計装アンプを使用しようとしていますが、私の要件に合うもののほとんどはチョッパーアンプです。 しかし、私が理解しているように、これは、Rsnsを流れる電流が変化してから、チョッパー内のコンデンサが充電および放電してから、計装アンプの出力が変化するまでに多少の遅延があることを意味します。この遅延が発振につながると仮定しても正しいですか？（私はまだ部品を持っていないか、私はそれを作り上げるだけです）。フィードバックループに遅延要素を導入することは一般に悪い考えですか、それとも不安定にすることなくそれらを使用する方法はありますか？ありがとう！ 更新：更新が必要な方のために、私はこの回路をバニラオペアンプと計装用増幅器で構築しました。私の60Hz信号は、133kHzの発振周波数で「振幅変調」されています。これは、ZL全体のオシロスコープのトレースです。
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合成されたROMコアを使用した単純なテストベンチのシミュレーション
私はFPGAの世界にまったく新しいので、4ビットの7セグメントデコーダーという非常に単純なプロジェクトから始めようと思いました。私が純粋にVHDLで書いた最初のバージョン（それは基本的に単一の組み合わせselectであり、クロックは必要ありません）は機能しているようですが、ザイリンクスISEの「IPコア」の要素を試してみたいと思います。 今のところ、「ISE Project Explorer」GUIを使用しており、ROMコアを使用して新しいプロジェクトを作成しました。生成されるVHDLコードは次のとおりです。 LIBRARY ieee; USE ieee.std_logic_1164.ALL; -- synthesis translate_off LIBRARY XilinxCoreLib; -- synthesis translate_on ENTITY SSROM IS PORT ( clka : IN STD_LOGIC; addra : IN STD_LOGIC_VECTOR(3 DOWNTO 0); douta : OUT STD_LOGIC_VECTOR(6 DOWNTO 0) ); END SSROM; ARCHITECTURE SSROM_a OF SSROM IS -- synthesis translate_off COMPONENT wrapped_SSROM …
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