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MOSFETトランジスタの動作原理を理解する時が来たと思います... 仮定; MOSFETトランジスタによって抵抗性負荷の電圧を切り替えたい。 -500V〜+ 500Vの制御信号は簡単に生成できます。 写真のトランジスタモデルは重要ではありません。他の適切なモデルでも同様です。 質問＃1 どの運転技術が実行可能ですか？つまり、これら4つの回路のうち、正しく適用された制御信号で機能するのはどれですか？ 質問＃2 抵抗をロードおよびアンロードする制御信号（CS1、CS2、CS3、CS4）の電圧レベルの範囲は？（オン状態とオフ状態の正確な境界は個別に計算する必要があることを理解しています。しかし、動作原理を理解するためのおおよその値を求めています。「回路（2） 397Vを超えるとオフになります。 "。）

40 transistors  mosfet  dc  control 

誰かが説明することができますか、または電源補償器、またはその問題のための制御システムなどの極と零点の説明への良い参照を提供できます。私は数学的な説明を探しているのではなく、それはかなり簡単なように見えますが、実際的な意味で何を意味しているのですか。 たとえば、論文やアプリノートでは、「タイプIIIエラーアンプの構成には3つの極（原点に1つ）と2つのゼロがある」、「コンデンサC1を追加するとシステムにゼロが追加される」などの記述が一般的ですそれ以上の説明なしに、そこから何かを取り出すことになっているかのように。現実には、私は「うーん、だから何？」 したがって、このようなことは実際的な意味で何を意味するでしょうか。極点は不安定ですか？零点と極の数は安定性についての何かを示していますか？これについてのわかりやすい方法で書かれた参照はありますか？それは、ゼロと極を参照するapp-notesに来たときに、群衆に参加することを可能にする理解可能な方法で書かれていますか？ ？

38 control 

このような多くのPIDの記事を見てきましたが、一般的なPID方程式のZ変換を使用して、ソフトウェア（またはこの場合はFPGA）に実装できるクレイジーな差分方程式を導き出します。私の質問は、PhDなしの従来のはるかに直感的なPIDに対して、そのような実装の利点は何ですか？型の実装？後者の方が理解しやすく、実装も簡単です。P項はストレート乗算であり、積分はランニングサムを使用し、微分は現在のサンプルから前のサンプルを減算することによって推定されます。Integral Windup保護などの機能を追加する必要がある場合、それは単純な代数です。Integral Windup保護または他の機能を差分型アルゴリズム（上記のリンクなど）に追加しようとすると、はるかに複雑になるようです。そのような実装を使用する理由はありますか？「私は楽しいのにZ変換をするのが好きな悪い尻」タイプの自慢する権利以外にありますか？ 編集：私がリンクしたPHDの記事なしのPIDは、積分項に連続和を使用し、微分項に連続するサンプル間の差を使用するより単純な実装の例です。確定的な方法で固定小数点演算を使用して実装でき、必要に応じてリアルタイムの時定数情報を計算に含めることができます。基本的に、Z変換メソッドの実用的な利点を探しています。私はそれがどのように速くなるか、またはより少ないリソースを使用する方法を見ることができません。積分の累積和を保持する代わりに、Zメソッドは前の出力を使用し、前のPおよびD成分を減算するように見えます（計算により積分和に到達します）。だから、誰かが私が見逃している何かを指し示すことができない限り、私はそれらが本質的に同じであるというAngryEEのコメントを受け入れます。 最終編集：回答いただきありがとうございます。私はそれぞれについて少し学んだと思いますが、結局のところ、Angryはそれが好みの問題であるという点で正しいと思います。2つの形式： e（k−2）=e（k−1）、u(k)=u(k−1)+Kp(e(k)−e(k−1)+KiTie(k)+KdTi(e(k)−2e(k−1)+e(k−2))u(k)=u(k−1)+Kp(e(k)−e(k−1)+KiTie(k)+KdTi(e(k)−2e(k−1)+e(k−2)) u(k) = u(k-1) + K_p(e(k) - e(k-1) + K_i T_i e(k) + \frac{K_d}{T_i}(e(k)-2e(k-1)+e(k-2)) u （k − 1 ）= u （k ）e(k−2)=e(k−1),e(k−1)=e(k)e(k−2)=e(k−1),e(k−1)=e(k) e(k-2) = e(k-1), \quad e(k-1) = e(k) u(k−1)=u(k)u(k−1)=u(k) u(k-1) = u(k) または のu （K ）= Kのp個の E （K ）+ K I T iが …

29 control  pid-controller 

磁気テープのスプールを使用するテープレコーダは、テープの再生/記録時にテープをあるスプールから別のスプールに転送します。テープの少ないスプールは、他のスプールよりも速く回転する必要があります。これがテープレコーダー/プレーヤーです。これがクレイグモデル212です。 開始時には、すべてのテープを備えたスプールはゆっくりと回転し、空のスプールは素早く回転します。テープが再生され、テープが最初に空のスプールに転送されると、状況は逆転します。テープの破損を防ぎ、一定速度で再生/記録するために、各スプールの角速度をリアルタイムで微調整する必要があります。それぞれの角速度は、スプール上のテープの量の関数です。 トランジスタが発明される前、マイクロプロセッサが発明される前からテープレコーダーが存在していました。テープの速度を制御するためにどのタイプの回路/電子機器が使用されましたか？

25 analog  control 

非同期シリアル通信は今日でも電子機器に広く普及しているため、私たちの多くはそのような質問に時々出くわしたと思います。電子デバイスDと、PCシリアル回線（RS-232または同様のもの）で接続され、継続的に情報を交換する必要があるコンピューターを検討してください。すなわち、PCそれぞれコマンドフレームを送信しており、それぞれステータスレポート/テレメトリーフレームで応答しています（レポートはリクエストへの応答として、または独立して送信できます-ここでは実際には関係ありません）。通信フレームには、任意のバイナリデータを含めることができます。通信フレームが固定長パケットであると仮定します。X msDY ms 問題： プロトコルは継続的であるため、受信側は同期を失ったり、進行中の送信フレームの途中で「結合」したりする可能性があるため、フレームの開始（SOF）がどこにあるかはわかりません。Aデータは、SOFに対する相対的な位置に基づいて異なる意味を持ち、受信したデータは破損する可能性があり、永久に破損する可能性があります。 必要なソリューション 短い回復時間でSOFを検出するための信頼性の高い区切り/同期スキーム（つまり、再同期に1フレーム以上かかることはありません）。 私が知っている（そして使用している）既存のテクニック： 1）ヘッダー/チェックサム -事前定義されたバイト値としてのSOF。フレームの最後のチェックサム。 長所：シンプル。 短所：信頼できません。不明な回復時間。 2）バイトスタッフィング： 長所：信頼性が高く高速な回復で、どのハードウェアでも使用可能 短所：固定サイズのフレームベースの通信には適していません 3）9番目のビットマーキング -各バイトに追加ビットを追加します。SOFでマークされたSOF 1とデータバイトには次のマークが付けられ0ます。 長所：信頼性が高く、高速な回復 短所：ハードウェアサポートが必要です。ほとんどのPCハードウェアおよびソフトウェアでは直接サポートされていません。 4）8番目のビットマーキング -上記の一種のエミュレーション。9番目ではなく8番目のビットを使用し、各データワードに7ビットのみを残します。 長所：信頼性の高い高速リカバリは、どのハードウェアでも使用できます。 短所：従来の8ビット表現と7ビット表現の間のエンコード/デコードスキームが必要です。やや無駄だ。 5）タイムアウトベース -定義されたアイドル時間の後に来る最初のバイトとしてSOFを想定します。 長所：データオーバーヘッドなし、シンプル。 短所：それほど信頼できません。Windows PCなどのタイミングの悪いシステムではうまく動作しません。潜在的なスループットのオーバーヘッド。 質問： 問題に対処するために存在する他の可能な技術/解決策は何ですか？上記のリストで簡単に回避できる短所を指摘できますか？システムプロトコルをどのように設計しますか（または設計しますか）？

24 serial  communication  protocol  brushless-dc-motor  hall-effect  hdd  scr  flipflop  state-machines  pic  c  uart  gps  arduino  gsm  microcontroller  can  resonance  memory  microprocessor  verilog  modelsim  transistors  relay  voltage-regulator  switch-mode-power-supply  resistance  bluetooth  emc  fcc  microcontroller  atmel  flash  microcontroller  pic  c  stm32  interrupts  freertos  oscilloscope  arduino  esp8266  pcb-assembly  microcontroller  uart  level  arduino  transistors  amplifier  audio  transistors  diodes  spice  ltspice  schmitt-trigger  voltage  digital-logic  microprocessor  clock-speed  overclocking  filter  passive-networks  arduino  mosfet  control  12v  switching  temperature  light  luminous-flux  photometry  circuit-analysis  integrated-circuit  memory  pwm  simulation  behavioral-source  usb  serial  rs232  converter  diy  energia  diodes  7segmentdisplay  keypad  pcb-design  schematics  fuses  fuse-holders  radio  transmitter  power-supply  voltage  multimeter  tools  control  servo  avr  adc  uc3  identification  wire  port  not-gate  dc-motor  microcontroller  c  spi  voltage-regulator  microcontroller  sensor  c  i2c  conversion  microcontroller  low-battery  arduino  resistors  voltage-divider  lipo  pic  microchip  gpio  remappable-pins  peripheral-pin-select  soldering  flux  cleaning  sampling  filter  noise  computers  interference  power-supply  switch-mode-power-supply  efficiency  lm78xx 

Arduino MEGA2560でeBike制御プロジェクトに取り組んでいます。このプログラムは、3つのPID制御ループ、1つのバッテリー容量制御ループ（ルックアップテーブルに基づく補間）、速度計（リードスイッチに基づくサンプル）、および情報を表示するLCD画面を実行します。その入力は3つのアナログ信号です：バッテリー電圧、電流、ユーザースロットル入力、およびデジタル入力：速度計（リードスイッチ）オン/オフ信号。現在、これらすべてが「長い」演算で実行されているため、Arduinoは1秒あたり10ループを完了することができます。TFT LCDスクリーンは非常に多くの計算能力を必要とするため、英数字スクリーンに置き換えることを考えています。 出力は、モーターコントローラーへのアナログスロットル信号、LCD画面、および場合によってはアナログ信号を必要とする他のいくつかのデバイスで構成されます。したがって、ADCコンバーターは不可欠であり、現在RCローパスフィルターでArduino PWM出力を使用していますが、DACは非常に便利です。同様に、プロセッサを中断することなくデジタルおよびアナログ信号を読み取る能力は素晴らしいでしょう。 私は潜在的にこれから消費者向け製品を作りたいと思っています。したがって、毎秒少なくとも100サンプル（Arduinoが達成しているものの10倍）を与えることができる別のマイクロコントローラーでゼロから独自のプラットフォームを構築したいと思います。また、浮動小数点を回避するために、私の計算では長い変数を使用し、結果として16ビットより大きい数値を使用するため、32ビットMCUを使用することをお勧めします。また、浮動小数点計算を実行できるMCUは、コード内の数学を単純化するために興味深い場合があります。 最終的に、これらの要件を満たし、Arduino環境からの迅速な移行を可能にするMCUを探し始める方法がわかりません。そのようなMCUを見つける方法についてのガイダンスは大歓迎です！

20 microcontroller  control 

Arduino Leonardoに基本的なPIDアルゴリズムを実装して、サーボ制御バルブを使用して温水と冷水を混合しようとしています。目標は、温度を可能な限り設定点に近づけることです。特に重要なのは、ユーザーを火傷から保護するために、出力温度が設定値をオーバーシュートしないようにすることです。第二に重要なことは、温度を可能な限り迅速に設定点に近づけることです。 温度のわずかな変化に対して、PIDアルゴリズムの標準的な実装は正常に機能するようです。しかし、お湯がバルブに到達するのを待つときに発生する可能性のある長い遅延を考慮する方法はわかりません。これらの遅延は、バルブ位置を変更した後の標準遅延よりもはるかに長いためです。 明らかに、温水ラインの長さと最後に温水を使用してからの時間に応じて、温水がバルブに到達するまでに数十秒かかることがあるため、この間、水温は低温でほぼ一定のままです温水バルブはすぐに100％開きます。積分成分は大きなエラー値を蓄積し始めます。 お湯が最終的にバルブに到達すると、検出された温度は非常に急速に上昇し、最大お湯温度になります。積分誤差が大きいため、温度が設定値を超えた後、積分値が通常レベルに低下するのを待つため、温水バルブは長時間100％に保持されます。したがって、結果は数秒（10秒間）の最高温度の水になります。 この可能性のある長い遅延を説明する方法がわかりません。そのような場合、最大応答時間を制限するために、積分誤差値の上限（および下限）を設定するのが賢明でしょうか？これは、積分コンポーネントの目的を無効にしているようであり、設定点に到達した後もまだいくらかの遅延を課します。 または、長い遅延後の高速入力変更を処理するより良い方法はありますか？ アドバイスをありがとう！

15 arduino  control  control-system  pid-controller  algorithm 

私は工業用ACモーター制御（ソフトスターター、VFDなど）のかなり堅実な背景を持っていますが、私が確かによく知らないのはブラシレスDCモーターです...このタイプは地球上のすべてのハードドライブにあります。 私の知る限り、それらは一般的なスター接続AC誘導モーターと同じように見え、モーターコントローラーは、私がほとんどのプロの設計に費やした典型的な3相ACコントローラーと非常によく似ています。 機械的な構築の観点からも制御の観点からも、両者の本当の違いについてはあまりわかりません。私が見つけたように最も近いのは「それらは似ている」です。 これらのタイプのモーターとその制御方法の主な違いについて、リソースを持っている人や技術的な説明を提供している人はいますか？

15 motor  control  brushless-dc-motor  induction-motor 

単一の正弦波でさまざまなフーリエ変換コードを試してみましたが、理論的には単一のバーを表示するはずの信号周波数で共鳴する分布スペクトルを生成します。 サンプリング周波数はほとんど効果がありませんが（ここでは10kHz）、サイクル数は次のようになります。 1サイクル： 100サイクル： 100000サイクル： フーリエ変換は無限のサイクル数でのみ収束するようですが、なぜですか？正確に1サイクルのタイムウィンドウがNサイクルの結果と同じ結果をもたらすべきではないでしょうか？ アプリケーション：これは、好奇心からでもありますし、一次システムのステップ応答が機械的アセンブリの共振をどれだけ刺激するかを知りたいからです。したがって、応答の正確なフーリエ変換が必要です...これはもう信用できません。「正弦波」の場合に基づいて、精度を改善するために何ができますか？ PS：これらの特定のスクリーンショットは、こちらのコードに基づいています。

12 signal  control  signal-processing  fourier 

学生主導型プロジェクトのハードウェアインループテスト用の制御電源の一部として、最大1 Aをソースできる電流バッファー（電圧フォロワー）を開発する必要がありました。 この単純な回路を実装しようとする（悪い）考えがありました。 フィードバックループ内のPMOSはインバーターとして機能し（V_gateが多く、V_outが少ない）、そのためループは負ではなくopAmpのPOSITIVE端子で閉じます。 ラボでは、VREF = 5VおよびVIN = 7Vに設定しました。次に、VOUTで5Vを取得する必要がありますが、この制御不能な出力VOUT を取得します。 そして、これは制御信号です（MOSFETのゲートに接続されたopAmpの出力） 異なるVREF、VIN、Rloadの下で同様の動作を見つけます。また、opAmpの出力はどのレールにも飽和していないことに注意してください。 私の想定では、ループのゲインは、opAmpの安定性を維持するには高すぎます。 私は制御システムとオペアンプのバックグラウンドを持っていますが、この状況を解決するためにそれを適用する方法がわかりません... ループを安定させるために、いくつかの位相シフトネットワークを適用することは可能ですか？ 「クイックハック」または教育的な答えの両方に感謝します！

12 operational-amplifier  control  buffer  stability 

Arduinoを使用して溶岩ランプを制御したい。難しいプロジェクトではないはずですが、ハードウェアプロジェクトの経験がないので、魔女のデザインが自分に最適かどうかはわかりません。 S202T01シリーズソリッドステートリレーの使用を検討します（既に2つあります）。私はそれがそれをする最も簡単な方法だと思います（私は正しいですか？、私のSSRはそれのために良いですか？）。おそらく、LEDの点滅例を使用して、LEDの代わりにSSRを使用できます。このアプローチには他にもいくつかの利点があると思います。オプトアイソレーションのため安全であり、非常に高速に切り替えることができます。残念ながら、SSRは静かで高価であり、10個のデバイスを制御する必要があります。 より安価なソリューションを探しています（ただし、それほど難しくなく、安全性も）。私はトライアックを使用する必要があります（はいの場合、どのモデル）？ そしてもう1つの質問：冷却はどうですか？ソリッドステートリレーまたはトライアックでラジエーターを使用する必要がありますか？

12 arduino  control  triac  solid-state-relay 

根軌跡で極-零点相殺技術を使用してコントローラーを設計した5次伝達関数があります。 私は後にしています<5％のオーバーシュートや<2sのセトリング時間。現在、オーバーシュート基準は満たされています。 注：実際の生活では、正確な PZキャンセルはほとんど不可能です。 コントローラーと元の5次伝達関数を以下のSimulinkに示します。 これにより、過渡応答のテールが長くなり、整定時間が非常に長くなります。 Chuのコメントによると、 「キャンセル」を試みるために極にゼロを配置することはあまり賢くない。通常、ポールの上に直接ゼロを突っ込み、ポールとゼロの両方を置くことを期待することは不可能です。結果は、過渡応答にロングテールを生じさせる「双極子」（極に近接したゼロ）です。 とHermitianCrustaceanのコメント： 選択した4次コントローラーは、数値的にモデル化するのが困難です... この容認できないほど長い整定時間、不正確なPzキャンセル、数値モデル化が困難なコントローラー、またはその両方の根本的な原因は何でしょうか？ この応答を改善する方法に関する提案は大歓迎です。 5次システムの極： Poles = 1.0e+02 * -9.9990 + 0.0000i -0.0004 + 0.0344i -0.0004 - 0.0344i -0.0002 + 0.0058i -0.0002 - 0.0058i 極をキャンセルするために配置されたゼロ： 4次コントローラー： 必要に応じて、さらに情報を提供させていただきます。

11 control  transfer-function  matlab  transient  simulink 

私は3kW DC-DCコンバーター（バッテリーからのVin 12V、Vout 350VDC）の設計について研究しており、実際に12VDCから140VDCに逆変換する単純なフルブリッジベースのDC-DCコンバーターを実際に配線しました。しかし、スイッチのデューティサイクルを使用して出力電圧を変更することは難しいことに気付きました。デューティサイクルを50％から25％に減らすと、出力DC電圧が10V程度変化するだけでした。 代わりに、フルブリッジへの入力電圧を変えた方がはるかにうまくいきました。だから私はアイデアを思いついた：ブーストコンバータをフルブリッジに供給してみませんか？下の回路のようなフルブリッジに給電するバックコンバーターを見たことがありますが、フルブリッジに給電するブーストコンバーターはありません。Webで問題を検索しても、回路図やアプリは見つかりませんでした。どちらかに注意してください。 フルブリッジコンバーターにブーストコンバーターを供給し、フルブリッジスイッチを変調するのではなく、ブーストコンバーターを変調/制御することで出力電圧を制御することは可能ですか？私は（まだ）制御にあまり詳しくないので、行き止まりの設計には行きたくありません。いくつかの回路図またはアプリがあった場合。Web上のメモ、トポロジが機能することを知っています。 バックフィードトポロジを使用することもできますが、12Vソースを下げてからフルブリッジでブーストするだけなので、論理的な解決策は、まず12Vを48V程度にブーストしてからドライブすることです50％固定デューティサイクルのフルブリッジは、48Vから240Vの高周波トランス（30〜40KHz）を駆動します。その後、昇圧された電圧は整流され、数個のコンデンサを介して平滑化されます。 回路でフィードバックが必要な主な理由は、電源電圧が10Vから14Vまで変化するバッテリーだからです。フィードバックループがないと、出力電圧にかなりの変動が生じます。

11 high-voltage  control  dc-dc-converter 

私は緒方近代制御工学の本を読み、基本的な制御原理の理解を深めるためにいくつかの演習を行ってきました。私は解決するのに苦労している次の例に出くわしました。 この振動治具をモデル化した伝達関数を考え出す必要があります。質問は次のとおりです。 この例では、振動試験装置を分析します（図1）。このシステムは、質量Mのテーブルと、質量がmのコイルで構成されています。地面にしっかりと取り付けられた永久磁石は、安定した磁場を提供します。磁場を通るコイルTheの動きは、式（1）のように、その速度proportionalに比例する電圧をコイルに誘導します。1.𝑒= 𝛼𝑦̇ [eq.1] コイルに電流が流れると、コイルには電流に比例する磁力が発生します。2.𝐹= 𝛽𝑖 [eq.2] 質問：出力withから入力𝑉へのパラメトリック伝達関数を取得します。 私が答えるのは難しいが、TF全体に影響するいくつかの質問は次のとおりです。 K2とB2が距離Zだけ圧縮されている場合（ コイルが磁場と相互作用するために上向きに移動する場合）、これはk1とb1が同じ距離Zだけ伸びていることを意味しますか？ 場合m（コイル）2センチメートルによって上方に移動しないM（表）は、2センチメートルによって上方に移動しますか？ 私は何をする必要がありますか： テーブルの質量Mとコイルの質量mの2つの独立した自由ボディダイアグラムを作成します。 逆起電力を含む1つの回路図をスケッチします。 sドメインに変換します。 同時に解決します。 これまでに行ったこと： 自由体図を分離して描画し、方程式を抽出します。 回路図を描き、方程式を抽出します。 sドメインに変換します。 MATLAB関数solveを使用して、2つの異なる5次伝達関数（以下で提案する方法ごとに1つ）を取得することができましたが、どちらが正しいのか、またその理由はわかりません。 全体システム： これは、電気部品を除いて、振動試験治具をどのようにモデル化できるかを図式的に表したものです。 自由体図1-表-上向きの規則 スプリングk1とk2ダンパーb1とb2され、別々にモデル化。それらを一緒に追加して1つとして表示することはできないため、圧縮と拡張は別々です。 上向きの力から来ているk2とb2コイルに取り付けられています。これらは上向きの動きを経験しています。 sドメインの方程式： Ms^2X + b1sX + k1X = b2s(X-Y) + k2(X-Y) フリーボディダイアグラム2-コイル-上向きの規則 コイルには上向きの力が加わっていますが、スプリングとダンパーがそれを抑制し、反対方向に作用しています。 sドメインの方程式： Fem = Ms^2Y + b2s(X-Y) + k2(X-Y) 上記の表のFBDの2つの異なる方法は、s領域の異なる方程式と異なる伝達関数につながります。 テーブルとコイルの正しい自由体図は何ですか？

9 voltage  circuit-analysis  control  control-system  transfer-function 

古いヒューレットパッカード33120A関数発生器（Agilent 33120Aと同じタイプである必要があります）があり、MCU（ATMega）で制御したいと思います。ジェネレータにはRS232があり、SCPIコマンドを使用します。 RXおよびTXラインのみを使用して、MAX232でシンプルなRS232からTTLへのコンバーターを作成しました。よるユーザーズガイド（第4章、セクションDTR / DSRハンドシェイクプロトコル）Iが接続されていない論理TRUE（負電圧）とDTRにDSRを結びました。この構成では、ハードウェアハンドシェイクを無効にする必要があります。 これで、コンバーターをMCUまたはコンピューターに接続できます。最初の実験では、コンピューターと次のPythonスクリプトを使用しました。 import serial, sys, time if __name__ == '__main__': if len(sys.argv) < 2: print 'Usage: %s <serial_port>' % sys.argv[0] sys.exit(1) s = serial.Serial(port=sys.argv[1], baudrate=2400, bytesize=8, parity='N', stopbits=2, timeout=None, xonxoff=0, rtscts=0) time.sleep(0.5) s.write('\n*CLS\n') time.sleep(0.5) s.write('SYST:REM\n') time.sleep(0.5) s.write('APPL:SIN 30E+3, 0.1\n') s.close() これは問題なく動作します。ジェネレーターは期待通りに出力を30kHzに設定しました。問題は、ジェネレーターからの応答を読み取ろうとしたときです。たとえば、これはデバイス名を返すはずです： s.write('*IDN?\n') print s.realine() 応答がジェネレーターの出力バッファーに格納されることは確かですが、実際にはデータは送信されません。 バッファからのデータ送信をトリガーするコマンドはありますか？または、ハードウェアハンドシェイクを有効にする必要がありますか？ …

9 measurement  rs232  control