タグ付けされた質問 「impedance-matching」

反射することなく回路の異なる部分に効率的に電力を供給するためには、すべての回路要素のインピーダンスを一致させる必要があります。自由空間はさらなる要素とみなすことができます。これは、送信アンテナが最終的にすべての電力を伝送ラインから放射する必要があるためです。 ここで、伝送ラインとアンテナのインピーダンスが50Ωで整合しているが、自由空間のインピーダンスが377Ωである場合、インピーダンスの不整合が発生し、アンテナからの放射は最適ではありませんか？ 編集： オンラインでの回答、文献、議論から収集した限り、アンテナは給電線と自由空間の間のインピーダンス変換器として機能します。引数は次のとおりです。給電線からの電力は反射されず、アンテナに送らなければなりません。アンテナは共振していると見なすことができるため、すべての電力を自由空間に放射します（熱損失などを無視して）。これは、アンテナと自由空間の間に反射電力がないため、アンテナと自由空間の間の遷移が一致することを意味します。 受信アンテナ（逆原理）の逆方向にも同じことが当てはまります。自由空間（Z0Z0Z_0）の波がアンテナに衝突し、受信電力が伝送ラインに供給されます（インピーダンス変換を介して）。少なくとも1つの論文（Devi et al。、Design of a wideband 377ΩE-shaped patch antenna for RF energy harvesting、Microwave and Optical Letters（2012）Vol。54、No. 3、10.1002 / mop.26607） 50Ωに一致する別個の回路を備えた377Ωアンテナを使用して、高電力レベルで「広いインピーダンス帯域幅を実現」することに言及しました。通常、アンテナがすでにインピーダンス変換器である場合、そのために必要な整合回路は何ですか？または、どのような状況で、アンテナはインピーダンストランスでもありませんか？ 私が見つけたいくつかの役立つ情報源と議論： クラウス・カーク、Antenne und Strahlungsfelder（ドイツ語） インピーダンス整合（http://www.phys.ufl.edu/~majewski/nqr/reference2015/nqr_detection_educational/Impedance_matching_networks.pdf） 逆Fアンテナのインピーダンス変換に言及するフォーラムディスカッション（http://www.antenna-theory.com/phpbb2/viewtopic.php?t=776&sid=dede0d4127170d16cc3a583ab0929f3e） アンテナに関する一般的な注意事項8http：//fab.cba.mit.edu/classes/862.16/notes/antennas.pdf）

30 antenna  impedance-matching  high-frequency 

2つのアンテナを切り替えるリレーを含むウィジェットを作成したいとします。送信機から入ってくる同軸伝送線と、それぞれ別々のアンテナに出て行く2本があります。内部には中心導体を切り替えるリレーがあり、シールドはリレーの周りの金属製エンクロージャに終端します。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 さらに、これはHFで動作しているため、エンクロージャは、このデバイスが動作中に遭遇する最小波長に比べて非常に小さいとしましょう。 ポイントAでは、インピーダンスの不連続性があります。同軸だった、しかし内部の、それは何か他のものになります。我々は戻って移行するとB点で、他の不連続性があります50 Ω。そのため、ここで波の反射が発生しているはずです。50Ω50Ω50\Omega50Ω50Ω50\Omega これは送信機にどのような影響を与えますか？それは恐ろしいSWRになりますか、それともありませんか？どうして？

26 rf  transmission-line  impedance-matching 

単純なRCおよびシュミットトリガーベースの方形波パルスジェネレーターを構築しました。ブレッドボードには、ジャンパーの長さ、ブレッドボード自体などのために、明らかに不要な品質があります。 回路図およびブレッドボードバージョン： そして、波形出力： 特に、方形波の立ち上がりエッジにはかなりの量のオーバーシュート（500mVのピークで約200mV）とリンギングがあります。R1に物理的に触れることで、さらに悪化させるのは簡単です。正しい情報については編集をご覧ください。 解決策を探しているうちに、RF回路や趣味の給料等級を超えたものに対するスナバや湿気のような用語に遭遇しました。 Anindoは、関連する質問への回答で、負荷に50Ω抵抗を使用する必要があることを示唆しています。最初のシュミットトリガー（ピン1のIC1D）からの出力を測定しています。残りのトリガーは220Ωの抵抗で使用され、約50Ωのインピーダンスを生成しますが、出力ノードで測定した結果はほぼ同じです。 この高速エッジパルスジェネレータは、純粋に私自身の実験/教育用であるため、重要なものはありません。はんだ付けされたボードを作成することにした場合、ブレッドボードのいとこよりも優れていることを確認するには、どのようなことができますか？ 編集： 以前のスクリーンショットと測定では、誤ってAC結合モードでした。以下に、ICのピン1と2の信号を示すいくつかの画面を示します（1に入力三角波、2に出力方形波）。それらは現在、DC結合されています。プローブは常にX10にありましたが、スコープ自体はX1にありました（真新しいスコープ、おっと！）。ただし、オーバーシュートは依然として重要です。0〜5Vの出力では、オーバーシュート（白い破線の線で表示）は2.36Vです。入力のオーバーシュートは約500mVに過ぎないことに注意してください。入力リップルは、ブレッドボード上のピン1と2の近接によるものですか？ ピン1の入力（チャンネル2 /ブルー）、ピン2の出力（チャンネル1 /イエロー）： DCカップリングで測定されたオーバーシュート： 抵抗器R2を取り外してピン4（IC1E出力）で測定しても、ピン2の信号との顕著な違いはありませんでした。 私がいることを言及する必要がありますW2AEWすることにより、元のチュートリアル/ビデオ私はこのサーキットのための情報を得たところからも、私が持っている程度に、いくつかのオーバーシュートを持っていますが、ありません。彼の回路はボードにはんだ付けされており、おそらく大いに役立ちます。 5Vでおそらく500mVの元の著者の（W2AEW）波形（ノードOUT）： 原作者のはんだ付けバージョン： 編集2： PSUおよびスコープへのリードの長さを含む全体的なセットアップの写真を次に示します。 編集3： 最後に、スコープ上のVCC（黄色）とOUTノード（青色）が一致するリップルを表示します。

19 impedance-matching  ringing 

最大電力伝送の定理によれば、固定ソースインピーダンスが与えられた場合、負荷インピーダンスは、最大電力伝送を達成するためにソースインピーダンスに一致するように選択する必要があります。 一方、電源インピーダンスが設計者の手の届かないところにない場合、負荷を電源インピーダンスに一致させる代わりに、電源インピーダンスを単純に最小化して最大の効率と電力伝達を達成することができます。これは電源の一般的な方法です。およびオーディオ周波数増幅器。 ただし、RF回路では、信号の整合性の問題、反射損失、および反射による高出力RFアンプの損傷を避けるために、インピーダンスマッチングを使用して、すべてのソースインピーダンス、負荷インピーダンス、および伝送ライン、そして最後にアンテナ。 私の理解が正しければ、一致したソースと負荷（たとえば、RFアンプ出力とアンテナ）が分圧器を形成し、それぞれが半分の電圧を受け取ります。固定の合計インピーダンスを考えると、RFトランスミッター自体の燃焼と加熱に無駄な電力が常に50％あることを意味します。 だから、インピーダンスマッチングは、実用的なRFトランスミッタの効率が50％を超えることはできないことを意味すると言うのは正しいですか？そして、実用的なRF送信機は、少なくとも50％のエネルギーを無駄にしなければなりませんか？

16 amplifier  rf  impedance-matching 

PCBに接続する必要がある5.8 GHz信号を伝送する長さのRG-316シングルシールド50Ω同軸ケーブルがあります。ほとんどの同軸コネクタに比べて安価ですが、SMAコネクタは依然としてかなり高価であり、スペースを取り、比較的重いです。PCBは、サイドマウントSMAコネクタ用に設計されました。 インピーダンスの大きな不整合を引き起こすことなく、元のSMAコネクタをこのような直接はんだ付けジョイントに置き換えることはできますか？ 接続のRFパフォーマンスを改善するにはどうすればよいですか？ 接合部の機械的強度は低く、テフロン絶縁体は一般的な接着剤とうまく結合しません。RF性能に大きな影響を与えることなく、非導電性接着剤（エポキシ、ホットグルー）でジョイントを保護できますか？機械的に保護する最良の方法は何でしょうか？

15 rf  impedance-matching  coax 

このような回路が与えられた場合： この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 R1の重要性は何ですか？BUF1の出力インピーダンスを伝送ラインのインピーダンスと等しくすることが推測できますが、なぜこれが重要なのでしょうか？R1を省略するとどうなりますか？反対側にあるものはこれにどのように影響しますか？マッチした負​​荷、オープン、またはショートの可能性があります。たぶん、それは不連続性のある伝送線です。

15 transmission-line  impedance-matching 

アンプを内蔵したヘッドフォンとオーディオインターフェイスを購入しようとしています。仕様では、アンプのインピーダンスは「<30オーム」であるとされています。 私が購入したいヘッドフォンは、異なるインピーダンスのバージョンを持つBeyerdynamic DT 990です。 私は、ヘッドフォンのインピーダンスが高いほど、同じ電力を得るために「増幅」（より良い言葉がないため）が必要であることを知るのに十分な電子工学の資格を持っています。 ただし、インピーダンスが大きく異なると音に歪みが生じることが心配です。私は必ずしも飽和について話しているわけではありませんが、伝達特性のわずかな変化かもしれません。これは明らかに対処したいことではありません。 このトピックに関する洞察は大歓迎です。

12 amplifier  impedance-matching  distortion 

これは、特定の状況でのみ、以前に尋ねられたトピックに対する適切な一般的な質問と回答を作成する試みです。 「差動インピーダンス」が指定された差動信号ペア用のPCBボードをレイアウトする前に、知っておく必要があることを説明していただけますか？ 差動ペアは、USB、MIPI、RS-422、RS-485、PCI Express、DisplayPort、LVDS、HDMIなどを含むさまざまな高速シリアルバスに使用されます。 「差動インピーダンス」の定義は何ですか？PCBボードでは、ケーブルの差動ペアで行われているように、ワイヤをねじったり、交互にしたりする必要がありますか？各長さのインピーダンスはトレースと「差動インピーダンス」の半分に一致していますか、それともそれより複雑ですか？最大信号周波数を与えられた場合、長さの一致はどれくらい近い必要がありますか？ 参考になる参考文献： 差動ペアルーティング 微分インピーダンス…最終的にシンプルに

11 pcb-design  differential  impedance-matching 

バラン値を計算するためにアプリノート（AN068）が説明する内容を確認するのに問題があります。誰かが私に何をどこで間​​違っているのか教えてもらえたら幸いです。 RFパーツの概要： 青色の部分はDCブロッキングキャップ、C10-L1およびL3-C11はバラン、灰色の部分はPIネットワークです。IC（CC2500）データシートは、RF_PおよびRF_Nでの最適負荷を80 + j74オームとして定義しています。 7ページの図6から、差動回路を示し、下の図（図7）は、インピーダンスを2で除算した単一部分を示しています。 「値が大きいため、DCブロッキングキャップは無視されます」。トレースをマークして、トレースのインピーダンスを計算で取得します。20 + j0はテブナン等価インピーダンス（Zout）です。 デザインのガーバービューを次に示します。 アプリノートでは、バラン部品のトレースのインピーダンスを計算することを推奨しています（パッドからパッドへ）。両方のパスの長さは同じです。左のパス：C9からL3：0.192mm; L3からC11：0.177 mm; C11からC12 = 0.185 mm; 全長は0.554 mmです。トレースの幅は0.254 mmで、ガーバーの文書にはFR4の厚さは1.6 mmであると書かれています。アプリノートには、2.45Gzの誘電率を4.1、タン損失0.0155として入力するように記載されています。 ガーバーファイルとアプリノートから測定した値をNIのライン計算機に入力します。 135.674オームのインピーダンスと2.67941度の電気長を示しています。 その後、アプリノートが示唆するように、スミスチャートでソースインピーダンスを40 + j37オーム（青い円）として定義し、負荷インピーダンスを20 + j0オーム（赤い円）として定義します（左下側に小さな回路表現があります） 。その後、伝送ラインを追加し、ライン計算機からパラメーターを定義します（135.674オーム、2.67941度）（プログラムでは正確な数値を入力できないため、可能な限り最も近い値を選択します）。最後に、最終設計でこれらの値を使用するため、1pFと1.2nHの直列インダクタを備えたシャントコンデンサを追加しました。 ただし、アプリノートに示されているように、インピーダンスが一致しない別のスミスチャートが表示されます。 TLのインピーダンスに335オームを入力し、他の値を同じに保つと、一致します。ライン電卓で335のインピーダンスを取得するには、奇妙な値を入力する必要があります。 どこで間違っていますか？ 編集1：私はアプリノートが無線ピンから長さを測定するように言っていると思います、そしてMCUからC9までは0.506mmです。全長は1.06 mmです。電気長を5.12667度に変更するだけです。これは、上記のスミスチャートで4度（使用するプログラムで可能な限り小さい）を使用したときとほぼ同じスミスチャートです。

11 rf  transmission-line  impedance-matching  smith-chart  balun 

同僚と私は、高速信号の長さを一致させるためのさまざまな方法について意見を交わしました。DDR3レイアウトの例を使用しました。 下の画像の信号はすべてDDR3データ信号であるため、非常に高速です。スケールの感覚を与えるために、画像の全体のX軸は5.3mm、Y軸は5.8mmです。 私の主張は、写真の真ん中のトレースのように行われた長さの一致はシグナルインテグリティに有害である可能性があるということですが、これは単なる直感に基づいていますが、これを裏付けるデータはありません。画像の上下のトレースの方が信号品質が良いはずだと思いましたが、繰り返しになりますが、この主張を裏付けるデータはありません。 これについてのあなたの意見、特に経験を聞きたいと思います。高速トレースと長さを一致させるための経験則はありますか？ 残念ながら、使用しているFPGAのIBISモデルをインポートするのが難しいため、SIツールでこれをシミュレートできませんでした。できれば報告します。

10 pcb-design  impedance-matching  high-speed  ddr  serpentine-trace 

TL、DR： 背景情報をたくさん含めたので、これはかなりの量のテキストです。ただし、最終的には適切で正確な質問があります。50Ωと75Ωなどの異なるインピーダンスのケーブルを接続する場合、インピーダンスマッチングネットワークを使用する必要がありますか？考えられる答えは「それは場合によって異なります」から始まる可能性が高く、これが最初に大量の背景情報を提供する理由です。 はじめに 家の階段に沿って投げられたイーサネットケーブルを取り除きたかった。衛星テレビ用に最初に取り付けた既存の予備の同軸ケーブルは、壁にすっきりと隠されている代替として有望であるように見えました。イーサネットオーバーアンテナスタイル同軸用の適切な小さなボックス（75Ω、270 Mbit / sのようなものに対応）を購入しようとしたとき、私は思い出しました10base2-古き良きBNC / RG58同軸イーサネットシステム。その10メガビット/秒で十分だと判断しました。BNCコネクタを備えたハブや、ファンシーな「イーサネットコンバータ」（同軸からツイストペア）の中古市場は、依然として非常に優れています。私が確信していなかった唯一のことは、インピーダンスの問題でした。10base2はRG58ケーブルで50Ωのインストールを使用し、家庭用アンテナシステムのほとんどすべての同軸ケーブル（衛星テレビ用のスペアケーブルなど）のインピーダンスは75Ωです。 10base2は、10〜20 mの不適切な75Ω同軸ケーブルの乱用を処理するのに十分なほど堅牢であることを報告できることを嬉しく思います。そこで修正しました！わーい！ しかしながら、 ... 私が行ったハックが本当に悪い（例：やっと十分に良い）か、それともまったく受け入れられるものであるかどうか、私はまだ興味を持っていました。オシロスコープで信号を見ました。セットアップは次のようになります： 同軸の50Ωセグメントと75Ωセグメント間のマッチングがない場合、結果は非常に明白な量の反射ノイズを示します。この欠点にもかかわらず、「目」はまだ広く開いており、デコーダーは喜んでその仕事をすることができ、その結果、パケット損失は正確にゼロになります。 オシロスコープ近くのイーサネットハブによって送受信される信号の組み合わせを調べています。「きれい」な部分から判断すると、送信された信号には約 1.9 V pkpk、受信信号は1.6 V pkpkです。両方のドライバーの出力が同じ振幅であると仮定しても安全である場合、ケーブルによって導入された損失を計算することもできます：20×log（1.6 / 1.9）dB = 1.5 dB。6.6 dB / 100 mの15 mの典型的な同軸の計算では1 dBになるため、十分です。 同軸の75Ω部分の近端または遠端にマッチングネットワークを挿入すると、ノイズが大幅に減少します。このように見えます（このソースへのクレジット）... 近端に一致するネットワークがあると... ... 一致 しない遠端から戻ってくる反射がまだ見えています。 マッチングネットワークが遠端にあるため、ハブと「near」というラベルが付いた不連続部の間の比較的短い50Ωケーブルに沿って反射がなければなりませんが、友人から学んだように、スコープは「見る」ことができません。それらは運転手に吸収されるからです。また、「遠い」ドライバからの信号の一部は反射され、75Ωケーブルに沿って戻り、遠端のマッチングネットワークに終端されます。 比類のないセットアップと比較して、遠端からの信号の振幅は約半分（-6 dB）であり、これは、ネットワークおよびそれが「見ている」インピーダンス全体で5.6 dBの損失を予測する理論とよく一致しています。に。 上記のすべての作業、つまり、一致するネットワークがないか、近端または遠端のいずれかで1つの一致するネットワーク。「仕事」とはping -f、1つのパケットを失うことなく、セグメントを数時間にわたって過ごせることを意味します。 さて、「near」と「far」で2つのマッチングネットワークを使用してみませんか？まあ、10base2はRG58の最大長185 mで設計されており、6.6 dB / 100 mまたは12.2 dB …

10 ethernet  impedance-matching  coax  manchester-coding 

いくつかの機器を購入する数ヶ月私は今、高速を接続する作業、1GHz以上まで、50を必要とし、光検出器に直面しています離れによる負荷インピーダンスが、私のオシロスコープのみ1M提供しています入力インピーダンスを。ΩΩ\OmegaΩΩ\Omega Tピースと50ターミネーターを介して接続できますか？検出器をオシロスコープに接続する他のオプションはありますか？ΩΩ\Omega

9 oscilloscope  impedance-matching 

幅<= 1 µsのパルスを出力するPMTのベースを構築しています。浜松のPMTハンドブックには、PGに記載されています。112（強調鉱山）： 高速応答型ではない光電子増倍管を使用する場合や、長さの短い同軸ケーブルを使用する場合は、光電子増倍管側にインピーダンス整合抵抗は必ずしも必要ありません。 ケーブル長が終端抵抗の必要性に影響を与えるのはなぜですか？また、光電子増倍管側にインピーダンス整合抵抗があることが重要になるのはどのくらいの長さですか（RG-174の場合）？

8 rf  impedance-matching 

アンテナのチューニングでは、スミスチャートの中央に到達するためのトポロジが複数考えられます。 それらの間で私が見ることができるいくつかの違いは： コンポーネントESR（損失）。 コンポーネントの許容誤差の影響。 結果のアンテナ帯域幅。 例えば： 代替1「LpC」 代替2 "LpLs" 代替3 "LsCp" あなたはどちらを選びますか、そしてその理由は？

8 antenna  component-selection  impedance-matching  tuner 

接地付きエッジ結合コプレーナ導波路の差動インピーダンスを計算するにはどうすればよいですか？ オンラインで無料の計算機を見つけることができなかったため、エッジ結合CPWGのインピーダンスを計算する小さなプログラムを作成し、計算例の結果をhttp://www.edaboard.comで見つけられる値と比較しました。 /thread216775.html#post919550（Si6000 PCB制御インピーダンスフィールドソルバーのスクリーンショット）。どういうわけか、私の結果は間違っているようです。 そこで、同じ解決策で次の手動計算を試しました。どこで私は間違えましたか？ 私は、Rainee N. Simons（2001）のCoplanar Waveguide Circuits、Components、and Systemsの方程式を使用しました。Edge-Coupled CPWGは190-193ページにあります。 私の計算 ましょ。h=1.6,S=0.35,W=0.15,d=0.15,ϵr=4.6h=1.6,S=0.35,W=0.15,d=0.15,ϵr=4.6h = 1.6, S=0.35, W = 0.15, d = 0.15, \epsilon_r = 4.6 r=dd+2S=317r=dd+2S=317r=\frac{d}{d+2S} = \frac{3}{17} k1=d+2Sd+2S+2W=1723k1=d+2Sd+2S+2W=1723k_1 =\frac{d+2S}{d+2S+2W}=\frac{17}{23} δ={(1−r2)(1−k21r2)}1/2≈0.992787δ={(1−r2)(1−k12r2)}1/2≈0.992787\delta =\left\{\frac{(1-r^2)}{(1-k_1^2 r^2)} \right\}^{1/2} \approx 0.992787 ϕ4=12sinh2[π2h(d2+S+W)]≈0.176993ϕ4=12sinh2⁡[π2h(d2+S+W)]≈0.176993\phi_4 = \frac{1}{2}\sinh^2\left[ \frac{\pi}{2h}\left(\frac{d}{2} + S +W\right)\right] \approx 0.176993 ϕ5=sinh2[π2h(d2+S)]−ϕ4≈0.007438ϕ5=sinh2⁡[π2h(d2+S)]−ϕ4≈0.007438\phi_5 = \sinh^2\left[\frac{\pi}{2h}\left(\frac{d}{2} +S …

8 impedance-matching  characteristic-impedance