タグ付けされた質問 「operational-amplifier」

オペアンプの構造と用途に関する質問、

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トランジスタをアクティブにするために必要な電圧を効果的に削減するにはどうすればよいですか？
私は基本的に音楽再生デバイスのライン出力（オーディオ出力）を一連のLED（実際には約200のLEDの巨大なストリップ）に接続する回路を構築したので、それらは音楽に合わせて点滅します（インターネットチュートリアル-私は初心者です）。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 私の回路は、ラップトップをオーディオデバイスとして使用すると非常にうまく機能します（回路をその上のヘッドフォンジャックに接続します）。しかし、iPodなどの小さいものを使用すると、ライトがほとんど点灯しません。 ダーリントンペア（下記）を使用してみましたが、問題がさらに悪化します。これが、TIP31Cトランジスタをアクティブにするために必要なベースとエミッタ間のオーディオライン出力が0.7ボルトに達していないことが問題だと私が思う理由です（ダーリントンペアは、アクティブにするために1.4ボルトが必要であることを意味します）。 この回路をシミュレート 私の研究によると、TIP31Cトランジスタの前にオーディオライン出力信号を増幅するには、オペアンプを使用するのが良い方法のようです。誰かが提案することができますか、そしてどの入力に接続する必要がありますか？ また、ゲルマニウムトランジスタは、アクティブにするためにベースとエミッタ間で0.3vしか必要としないことも読みましたが、それは役に立ちますか？
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NチャネルMOSFETに出力を備えたオペアンプ
回路図を分析する必要がありますが、この部分で問題があります。 オペアンプの出力でのNチャネルMOSFETの有用性はまったくわかりません。誰かがこのコンポーネントの目的を説明できますか？ 私が思うに、このトランジスタがなくても変換は行われるでしょう。
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合成されたROMコアを使用した単純なテストベンチのシミュレーション
私はFPGAの世界にまったく新しいので、4ビットの7セグメントデコーダーという非常に単純なプロジェクトから始めようと思いました。私が純粋にVHDLで書いた最初のバージョン（それは基本的に単一の組み合わせselectであり、クロックは必要ありません）は機能しているようですが、ザイリンクスISEの「IPコア」の要素を試してみたいと思います。 今のところ、「ISE Project Explorer」GUIを使用しており、ROMコアを使用して新しいプロジェクトを作成しました。生成されるVHDLコードは次のとおりです。 LIBRARY ieee; USE ieee.std_logic_1164.ALL; -- synthesis translate_off LIBRARY XilinxCoreLib; -- synthesis translate_on ENTITY SSROM IS PORT ( clka : IN STD_LOGIC; addra : IN STD_LOGIC_VECTOR(3 DOWNTO 0); douta : OUT STD_LOGIC_VECTOR(6 DOWNTO 0) ); END SSROM; ARCHITECTURE SSROM_a OF SSROM IS -- synthesis translate_off COMPONENT wrapped_SSROM …
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一部のIEコンバーター回路に大きなオフセット電圧があるのはなぜですか？
次の回路は、切り替え可能なゲインを備えたアクティブな電流/電圧コンバータです。 回路図 表示されていません：回路の電源が入っているが使用されていない場合、反転入力は10K抵抗を介してLowに保持されます。測定が行われているときはいつでも（INがフローティングの場合のキャリブレーション測定を含む）、その抵抗は切断されています。 アナログスイッチとオペアンプの電源は+/- 11.5 Vです。通常のV​​OUT範囲は-10V〜+ 10Vです。 目的 この回路は、ナノアンペア範囲の電流を測定するために使用されます。出力の数mVは重要です。一定のオフセットは、オープン入力で出力を測定し、それを後続の測定から差し引くことで簡単に校正できるため、実際には問題ありません。 各ボードには、これらの回路が6つ以上あります。 部品 選択したオペアンプのオフセットおよびバイアス入力電流は非常に小さく（<10 pA）、オフセット電圧は非常に小さい（<1 mV）。それはですAD8625AR。 SW1AとSW1Bは、同じCMOSスイッチ（ADG1236）の異なる極です。それらは一緒に切り替えられて、コンバータのゲインを決定するフィードバック抵抗を選択します。最大リーク電流は、ソースピンとドレインピンのオンまたはオフで1 nAです。図示されていないスイッチ（10K抵抗を介して反転入力をローに保持するため）も同様の性能を持っています。典型的なリーク電流は非常に小さい（<0.1nA）。 問題 私が抱えている問題は、一部のボードのバッチでは、これらの回路の一部（またはすべて）に大きなオフセットがあり、電源を入れるとゆっくりと減衰することです。ただし、ほとんどのボードは、オフセットが小さいため、常に完全に安定しています。 INがフローティングの場合のVOUTの標準的なオフセットは1 mV未満です。影響を受けるボードでは、オフセットは120 mVにもなることがあります。 影響を受けるボードの電源がオンになると、オフセットは（数時間後）ゆっくりと約5 mVに安定します。電力が取り除かれると、オフセットは再び蓄積されるため、オフにして数日後に電源を入れると、オフセットは再び高くなります。 各ボードには、これらの回路がたくさんあります。5つのボードの最初のバッチでは、それらすべてが影響を受けました。次のバッチでは、影響を受けたものはありません。最新のバッチでは、各ボードに1つの影響を受ける回路があり、常に同じであるとは限りません。 最悪の場合、すべてのアナログスイッチの最大リーク電流は1.2nAになるため、最高のゲイン設定で12 mVのオフセットが発生するため、表示されているすべてのオフセットを考慮できません。 他にオフセット電圧はどこから来るのでしょうか？この種の動作を引き起こす一般的なボードの欠陥はありますか？
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80年代スタイルのコンピューターカセットをFPGAに接続する
私は1980年代のMicrobeeコンピュータをFPGAに再実装し（こちらを参照）、カセットポートの作り方を理解しようとしています。オリジナルのMicrobeeカセットインターフェースの回路図は次のとおりです。 （ソース：toptensoftware.com） また、この説明は技術マニュアルにも記載されています。 カセットデータ出力は、PIOのDB1、ピン28からの信号を受け入れるRCネットワークのみで構成されています。信号は減衰されてから分離されてから、カセットレコーダーのMIC入力に送信されます。この信号は、5ピンDINソケットのピン3に現れます。 カセットデータ入力回路はもう少し複雑です。DINソケットのピン5からの入力は、最初に減衰器-デカップラーに渡されます。これに続くのがCA3140オペアンプで、信号がPIO、DBOのピン27に渡される前に、広範囲の入力レベルを二乗することができます。オペアンプへの反転入力と非反転入力の両端にある2つのダイオードは、ダイオードの順方向電圧より大きい入力信号をいずれかの方向にクリップします。47pFコンデンサは、事前補償のためにCMOSオペアンプに必要です。 私の質問： 何をしてない「脱結合」の説明平均で？ 同じ回路をザイリンクスSpartan 6 FPGAの2つのI / Oピンに接続した場合（Nexys3のPModコネクタを介して）機能し、機能しない場合は機能するように調整できますか？ 回答のコメントに基づく最初の試みですが、出力抵抗を直列にしてはいけません。 コンテキストと説明の理由からここに残します。次の回路図を参照してください MicrobeeSchematic2 http://www.toptensoftware.com/fpgabee/MicrobeeCassettePortSchematic2.png 新しい質問： コンパレータの極性は正しいですか？ MCP6546、Vssが3.3Vに地面とVddに行くのですか？ 元の回路のテープ入力の両端にある「ドットアウト」の抵抗をどうするかわかりません。 オープンドレインであるコンパレータの出力に関するフィードバックの組み込み： MicrobeeSchematic3 http://www.toptensoftware.com/fpgabee/MicrobeeCassettePortSchematic3.png MCP6546にはどのような選択肢がありますか。オーストラリアの小売店では見つけることができませんでした。LM311またはLM393を入手できます。これらも同様に機能しますか？
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LM358（オペアンプ）光センサー用？
私はこの光センサーを見ています： 光センサーにLM358（私が信じているデュアルオペアンプ）を使用することの正確なポイントは何ですか？多分私は何かが足りない....しかし、それは正確にどのような目的に役立ちますか？ これはおそらく単純で愚かな質問だと思います。しかし、なぜ光センサーからアナログデータを読み取ることができないのでしょうか。
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オペアンプ分析：「負のフィードバックルール」はいつ適用されますか？
次のように、負のフィードバックを使用するオペアンプ回路を構築すると、 ... 負帰還のために仮定することで、回路を非常に簡単に分析できます（もちろん、オペアンプも理想的であると仮定した場合）。v−= v+v−=v+v^- = v^+ これらの簡略化されたモデルが壊れる明らかな高精度のケースに加えて、これはいつ、いつ無効になるのですか？ たとえば、フィードバック抵抗を他の要素（おそらくコンデンサ、インダクタ、ダイオード（通常のシリコンダイオード、ツェナーダイオードなど））、またはそれらと他の一般的な回路要素の組み合わせで置き換えた場合、これがどこにあるかをどのように知ることができますか簡略化は有効ですか？ また、フィードバック要素として抵抗を使用している場合でも、抵抗が非常に高くなると、ある時点でそれを開回路と見なすことができるため、このモデルは途中のどこかで壊れます。 したがって、問題は、この近似がどの制約の下で「十分に真実」であり、有用な結果が得られるかということです。 編集： 別の例として、基本的な反転ログアンプ回路を考えます。 ショックレーダイオード方程式を解くと 私D= 私S（ev D / VT− 1 ）私D=私S（evD/VT−1）i_D = I_S(e^{vD/VT} - 1) vDの場合、 （1は無視します。これは、指数がかなり大きくなるため、ほとんど関係ありません）vD= VTln（私D私S）vD=VTln⁡（私D私S）v_D = VT \ln{\left(\frac{i_D}{I_S} \right)} 次に、仮想の短い方法を使用して、 出力の正しい式を取得します。私D= vI N− 0RI N私D=v私ん−0R私んi_D = \frac{v_{in} - 0}{R_{in}} voU T= − VT⋅ LN（ vI N私SRI N）voあなたt=−VT⋅ln⁡（v私ん私SR私ん）v_{out} = …
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シュミットトリガーモードでオペアンプコンパレーターを機能させるにはどうすればよいですか？
小さな12Vケースのファンを制御したい。R 1、R 2、およびR 3の値を設定して、ファンが40 o C 以上の温度で動作するようにします。 この種のシステムでは、コンパレータの出力がハイとローの間で急速に変化する決定的な領域があることを理解しています。温度が40の近傍にあるときに、この実用例では、O C、不安定な挙動が存在することになります。 シュミットトリガーモードでこの回路を機能させる方法はありますか（例：38 o C 未満で停止し、42 o Cを超えて開始し、38 o Cと42 o Cの間で以前の状態を維持します）、変更を最小限にします。シュミットトリガーロジックゲートを使用しません。
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いつ低帯域幅のオペアンプが必要ですか？
このオペアンプには27kHzのユニティゲイン帯域幅があり、これは私が今まで見た中で最も低いものです。（私は最初に7.7V / msのスルーレートを7.7V / s と誤解しています。これが最もよく使用される単位だからです。） μμ\mu 27kHzは非常に悪いように見えます。彼らがこれらの仕様でオペアンプを作る理由はありますか？
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オペアンプ回路が期待どおりに動作しない
私が望んでいること（冷却ファンを制御する）を正確に実行するはずの回路がネット上に見つかりましたが、常に「オン」になっています。回路図にエラーがあるのか​​、それとも他に見逃していないのかわかりません。 サーミスタが「冷たい」場合は、ファンをオフにする必要があります。加熱すると、ファンが作動するはずです。現時点では、ファンは常にオンです。私は私の配線などを再確認しました、そして私は写真に従ってそれを持っていると確信しています。一時的なトリガー調整を可能にするために、R4を10Kトリマーに置き換えました。 これは回路図です： これは私が働いている記事です。 UPDATE： 回路がどのように参照するには（Qucsを使用して）シミュレーション作らなければならない振る舞いを。マルチメータで測定した抵抗の実際の値を使用しました（以下の説明を参照）。ここにスクリーンショットがあります： （注：パーツビンにファンが見つからなかったため、効果のためにダイオードを挿入しました） 電圧レベルをめちゃくちゃにしているオペアンプの端子の問題はありますか？まったく新しいものですが、静的に圧縮されていないわけではありません。 別の更新： サーミスタが「加熱」された場合の回路の動作を確認するためにQucsを使用することを決定しました。R1の値をランダムに選択すると、次のようになりました。 このシミュレーションは、オペアンプバイアスが変化して「低」出力を生成することを示していますが、Q1のベースはまだ高く、ファンで約2.4Vの低下を引き起こしています。以下の@vicatcuとの会話をフォローしている人にとって、これは回路にデザインフロアがある可能性があることを示唆しています。Q1を「オン」の位置に保持している可能性のある他のことを誰かが知っていますか 741 OP-AMP データシート 更新＃3： 与えられたポインターのいくつかを使用して、回路の実際のシミュレーションを作成することができました。 一番上の回路はサーミスタが「コールド」であり、リーク電流以外は、ファンは実質的に「オフ」です。下の回路は、サーミスタが「ホット」で、快適な11.4Vで駆動していることを示しています。ここでの秘訣は、単一の電源を使用してこれを実現する方法です。回路を駆動するために単一の12V電源パックを使用するつもりでした。これらの回路には2つの電源があります。私は分圧器を使用してシミュレーションを試みて、単一の電源から電圧を分割しましたが、サーミスタが「高温」になると、回路全体の電圧が約2Vになり、ファンは約0.8Vになります。正確に「ON」ではありません。予備の9V電源パックがいくつかあるので、上記の構成で12Vと9Vパックを使用して回路に電力を供給できますが、単一の電源で済むのであれば理想的です。 更新＃4：これ は、温度変化（摂氏度）としてのサーミスタ抵抗の大まかなプロットです
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フォトトランジスタトランスインピーダンスアンプ
典型的なNPNフォトトランジスタを持っています。共通コレクター構成で機能しています。このアプリケーションノートの図2を参照してください。 Reを増やすと感度は上がりますが、速度は下がります。私はフォトトランジスタを数日間研究してきましたが、トランスインピーダンスアンプを使用すると、エミッタを再ロードする必要がなくなるため、速度を犠牲にすることなく感度を向上させることができると思います。 しかし、簡単な実装を見つけることができないようです。アプリノートの大部分はフォトダイオードについて説明しています。フォトダイオードとは異なり、フォトトランジスタにはバイアスをかける必要があり、フォトトランジスタの使用について説明するいくつかのアプリケーションノートでは、トランスインピーダンスアンプに負のバイアス電圧が存在することを前提としています。単電源オペアンプで動作するソリューションが必要です。 トランスインピーダンスアンプの非反転入力の仮想接地は、フォトトランジスタを正しくバイアスしますか？通常、仮想接地はVCCとGNDの中間ですが、そうである必要はないと思います。私のフォトトランジスタの飽和電圧は0.15Vです。VCC = 3.3Vの場合、仮想接地が約3Vになる可能性があるということですか？ この回路を設計するより良い方法はありますか？おそらく2段目のアンプがあるので、出力をGNDにできるだけ近づけたいと思います。 編集： アプリケーションの詳細。光のレベルを感知しています。低、非常に低く、オフ。周囲の光には問題がないので、この質問のフォトトランジスタの側面にはあまり重点を置かないようにします。対象の帯域幅は約1〜10 kHzです。共通コレクターはほとんど機能します。必要な帯域幅を維持しながら、Reをできる限り高く上げましたが、Reを約2倍大きくして、信号が遅くなりすぎてしまいます。
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反転構成ではないオペアンプの安定性
データシート（AD828など）に、オペアンプがゲイン> 2で安定している（またはG> 2で動作することが推奨されているため、明らかにゲインが安定していないことが示されている）場合、Gでの反転構成におけるその安定性について何を差し引くことができますか。 = -1; G = -2またはG <<-2（他のトランスインピーダンスアンプ構成と同様）？補償されない場合、上記の3つのケースでは常に不安定ですか？
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オペアンプを適切に使用するには？
ここに投稿して以来、これまでオペアンプを使用したり、今まで聞いたことのない新しいもの（Vom、Vcmなど）を聞いたりすることに夢中になっています。OP AMPSはプラグインするだけだといつも思っていましたが、いつでも機能します...非常に間違っています。 私が質問する前に、だれかがそれらに答えることができれば最もありがたい質問がいくつかあります。そうです、私はこのフォーラムで過去2時間、以前に質問された質問を探していました。まだ少し混乱していますが、いくつかのことが明らかになりました。 一貫性を保つために、この例全体を通して、このOP AMPを使用します。MCP601 VCM：コモンモード入力範囲 これが私が理解していることです。これは、MCP601が問題なく何でも問題なく受け入れることができる範囲です。これらの範囲を超えたり下ったりすると、予期しないエラーが発生します。 例：入力=オーディオ信号（1.2V pk-pk）VDD = 4.8V VSS = GND VCM-上限= 4.8-1.2 = 3.6 VCM-下限= 0-0.3 = -0.3 VCM- = 3.6-（-0.3）= 3.9VVCMPPVCMPPV_{CM_{PP}} 入力の正のサイクル= 600mV +（VDD / 2）= 3V私NV私NV_{IN} 入力の負のサイクル= -600mV +（VDD / 2）= 1.8V私NV私NV_{IN} = 1.2Vpk-pkV私NV私NV_{IN} 入力Vpk-pkが適切であることを意味しますか？ VOM：出力電圧振幅 これが私が理解していることです-MCP601がクリッピング前に出力できる範囲です。 例：入力=オーディオ信号（1.2V pk-pk）VDD = 4.8V VSS = GND …
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