タグ付けされた質問 「operational-amplifier」

オペアンプの構造と用途に関する質問、

3
この回路でオペアンプを使用して1Vを超える電圧出力を生成するのはなぜですか？
オペアンプ回路の（ノイズやその他の重要な要素に関して）どんな利点があるのでしょうか。 フォトダイオードと抵抗のみで構成される回路上に保持されます（抵抗は電圧（V）がある場所に配置する必要があります）： 数学は同じでなければなりません： Uout∝R∗IphotodiodeUout∝R∗Iphotodiode U_{out} \propto R * I_{photodiode} 私はあなたのアイデアが何であるか知りたいです。 PS：フォトダイオード電流に比例する電圧をµCのADCに渡す回路を使用したいと思います。
1
正帰還のダイオード？
次の2週間仕事を休んでいる同僚がいて、彼の回路図デザインの1つを完成させるように頼みました。実行できるようにする必要のある操作のリストがあります。非常に単純なようです。 今日から始めようと思ったのですが、彼がすでに行ったことをざっと見てみると、今まで見たことのないことに気づきました。 これがどのように見えるかの基本です： この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 このようにフィードバック回路にダイオードを使用したオペアンプ回路は見たことがありません。私はそれがウィンドウコンパレータであることを認識しています。回路のこの部分は、電圧レベルを検出し、しきい値を上回ったか下回った場合にLEDをオンにするために使用されます。私は、抵抗とダイオードのポイントがフィードバックに何があるのか​​理解できません。 私の頼りになるオペアンプ構成PDFはテキサスインスツルメンツ（LINK）からのものであり、私はこのようなものを見つけることができませんでした。では、このフィードバック回路の機能を誰かに教えてもらえますか？ 注：V1、V2、OUTなどのラベルを付けました。これらは回路とは無関係であり、V1とV2は入力電圧を測定しており、Vrefはしきい値であり、出力はLEDを切り替えます 編集：私は回路図を更新して、Andy akaが言及した抵抗を含めました。抵抗の値は当時の回路図にあったものであり、回路図が完成していないため、不正確である可能性があります。
3
非補償オペアンプを線形領域に保つ方法は？
バックグラウンド トランスインピーダンスアプリケーションの場合、オペアンプを線形領域に保ち、オペアンプの飽和とオーバードライブ回復を回避する必要があります。 これは、ユニティゲインの安定したオペアンプを使用する場合、簡単な自動ゲイン制御回路で実行できます。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 ダイオードがオンになると、閉ループ応答は同じ帯域幅を維持しますが、その大きさは減少します。高周波フィードバック係数Cfeedback /（Cfeedback + Cin）は1に近づきますが、オペアンプはユニティゲインが安定しているので問題ありません。これをOPA656で実装しましたが、うまく機能します。 これは、非補償アンプでは機能しません。高周波フィードバックが多すぎると発振します。私はこれをOPA846で見ました。 質問 トランスインピーダンスアプリケーションで、非補償アンプを線形領域にどのように維持しますか？ 以下の回路のシミュレーションを試みましたが、追加の入力容量を切り替えると高周波フィードバックが減少することを期待していますが、結果は良くありません。 この回路をシミュレート 回路図のコンポーネント値は、実際の回路で使用しているものではありません。それらは回路の説明を簡単にするために丸い値です。たとえば、ダイオードがオフのときの最初の回路の高周波フィードバック係数は1/101です。実際のコンポーネントの値は、安定性の端に近い最大速度に調整されていますが、ボードの寄生成分のため正確にはわかりません。質問の邪魔になるでしょう。
8
オペアンプはどのように地面がどこにあるかを知っていますか？
私はしばらくオペアンプを扱ってきましたが、次の質問は今日まで私には起こりませんでした。 最初に左側のオペアンプを検討してください（A）。マイナス端子はアースに接続され、プラス端子とアースの間に小さな電圧が印加されます。出力電圧は接地に対して測定される場合、それは読むべきA ⋅ Vのdは。VdVdV_dA ⋅ Vdあ⋅VdA \cdot V_d 次に、右側のオペアンプ（B）について考えます。今回は、はグラウンドを基準にせずに、負の端子と正の端子の間に直接印加されます。出力電圧はグランドに対して測定された場合、それはまだ読んでいましA ⋅ Vのdは？このオペアンプは地面がどこにあるかわからないので、これはどうでしょうか？VdVdV_dA ⋅ Vdあ⋅VdA \cdot V_d
3
オーディオオペアンプにこのような高いレール電圧が必要なのはなぜですか？
これはばかげた質問かもしれませんが、インターネット上で直接対処されている場所を見つけることはまだできていません。また、関連するいくつかの質問がインラインであり、あまり話題から外れないようにしてください。 プロギアでは、ラインレベルのオーディオ信号はおよそピークツーピークで約3.5Vですが、オーディオ回路がなぜ+/- 12v以上のレール電圧を日常的に必要または推奨しているのですか？ これは純粋にヘッドルームのものですか？または、オペアンプの非線形性は電源電圧に依存しますか？ または、より安価なコンポーネントをサポートするには？TL072のデータシートを見ると、最大出力電圧は、負荷抵抗が低くなると（2kオーム）、レールの2/3まで低くなることがありますが、通常、10kオームの負荷の場合、レールの90％です。しかし、レールツーレールであるハイエンドのオペアンプを使用することもできますか？ この質問を促す主なことは、Cirrus CS4272のデータシートと評価ボードの回路図/データを見ることです。その場合、ADCは0vから5vで動作しますが、入力バッファーに+/- 18Vのバイポーラ電源を使用することを選択します。その特定の例では、最悪の場合の出力スイングがレールの80％であり、+ /-3vまでのレールをサポートするNE5532D8を使用しています。 では、ADCが0〜5vのオーディオしかサポートしていない場合（おそらく2.5v前後にバイアスされている）、+ /-18V電源を使用するのはなぜですか。 データシートによると、この回路ではスケーリング（ゲインまたは減衰）も発生していません。 XLRコネクタは、ユニティゲインのAC結合差動回路を介してCS4272アナログ入力を提供します。2 Vrmsの差動信号は、CS4272入力をフルスケールに駆動します。 したがって、ラインレベルを超える信号はすべて、ADCによってクリッピングされてしまいます。オペアンプではなく、ADCにクリッピングがある方が良いですか？それでも、出力段にはより高いレールが必要ですが、それでも最大3.5vのピークツーピークのラインレベル出力信号しか提供されませんか？ 5V単一電源ADCを駆動する状況で、より高いバイポーラ電源で入力段を使用することが、5Vの単一電源でLT1215のようなものを使用するよりも優れている理由は何ですか？（私はこの特定のStack Exchangeで10の評判がないため、リンクを投稿できません...グーグルするのは簡単です） ありがとう！
1
オペアンプレールの5V / 2Aを+ 70 / -70Vにブーストしますか？
ウェアラブル研究プロジェクトのために超音波「ツイーター」を駆動しようとしています。通常のスピーカーと比較して、ツィーターは4kΩ以上の非常に高いインピーダンスを持っています。その結果、かなりの電力を生成するには非常に高い電圧が必要ですが、RMS電流引き込みは、ツイーターあたり最大で数mAです。私は、LTC6090オペアンプを使用しています。これは、レールで最大+/- 70Vを受け入れ、関心のある周波数で非常にうまく機能します。 これまでは、既成の12V電圧レギュレータとLT1054電圧ダブラーのジャンキーな組み合わせを使用して、レールで+/- 22Vを生成していましたが、可能であればもっと改善したいと思います。そこにはオプションの世界があるようですが、ここで私が検討しているいくつかを紹介します。 LT8331を使用して、データシートの22ページにあるアプリケーションノートを使用して約135Vの電圧を生成し、次にこのユニポーラ-バイポーラDCコンバータのようなものを使用して、これを+/- 65Vに変換します。または、0 / 135Vをレールに配置し、分圧器を使用して5V信号にバイアスをかけることができますか？ LM2587フライバックレギュレータは、+ /-70Vを生成するために示されているものと同様の構成で使用してください。アドバタイズされた最大出力電圧が60Vであるため、これは実行可能であるように見えますが、コンポーネントの値を変更してより高い出力電圧を生成できるかどうかはわかりません。 LT1054を使用して+ 5Vを+/- 10Vに変換してから、2つの個別のブーストICを使用して+/- 70Vに変換します。 これらのいくつかについては、いくつかの段階でブーストする必要があるかもしれません。私は別のステージへの入力として使用できる5-> 35Vレギュレーターを持っています。これは非効率的かもしれませんが、私のアプリケーションは電力を集中的に使用せず、電流をほとんど必要とせず、ほとんどが概念実証であるため、現時点ではこれは問題ではありません。 基本的に、これを行うための最善の方法を知りたいのです。私がこの問題に直面する最初の人である可能性は低く、トンネルビジョンを回避したり、非効率的、信頼性が低い、または危険である可能性が高い方法でホイールを再発明したりしたいと思います。高レベルの設計アドバイスから、役立つ可能性のある特定のコンポーネントやトポロジーまで、どんな洞察にも感謝します。 私はこのstackexchangeを初めて使用するので、コンポーネントデータシートへのリンクがないことを許してください。それらを投稿するのに十分な担当者がいません。
2
ADCの前にオペアンプにアンチエイリアスフィルターを追加する
音源定位のために複数のチャンネルからオーディオサンプルをキャプチャすることを目的とした回路を設計しています。 各チャネルには、13ビットADCに入る前に、次の2段オペアンプ回路があります。 音源を最大10KHzまで定位できるようにしたいのですが、帯域幅が広いほど良いです（コンデンサーマイクは最大で約16KHzを処理できると思いますが、100％確実ではありません）。 サンプリングが速いほど、空間分解能が向上します。約75KHzのサンプルレートを絞ることができます。 質問 ADCの前にアンチエイリアスフィルターについて心配する必要がありますか？私が理解しているように、エイリアシングはナイキスト制限以下で操作した場合にのみ発生するため、理論上の最大周波数成分である75KHz / 2が私の制限となり、必要以上に高くなります。 アンチエイリアシングフィルターが必要ない場合、出力の不要なノイズを除去するために他に何をする必要がありますか？スコープを見ると問題ないようですが、これは1つのチャネルが構築されている場合のみです。同じボードに5つのチャネルすべてを追加すると、互いに干渉するのではないかと心配しています。
2
この[電圧ブースト]回路トポロジ/アイデアに共通の名前はありますか？
でOPA454データシート、私は（それに共通の名前がある場合）、それは通常と呼ばれるものはよく分からないことは興味深い回路のアイデアを見つけました。 2つのオペアンプを使用して3番目のオペアンプのレールをシフトする必要があります。ブリッジされた[固定負荷]構成とは異なり、この回路では電圧供給レールを2倍にする必要があることに注意してください。一方、この回路では負荷がフロートしていないため、tsのアイデアとブリッジを組み合わせて、出力電圧振幅を4倍にすることができます（単一のオペアンプを使用する場合と比較して）。ここでは、6オペアンプのブリッジの画像をかなり自明として省略しています。前述のデータシートで見つけることができます。 私の質問は、この回路のアイデアの一般名（ある場合）です。「動的レール」、「動的動作点」などの名前を作成すると、私にはそれが妥当だと思われます。（しかし、これらの名前はグーグル検索を介して賢明な結果を返しません。） EDIT：2つのBJTの代わりと題した1999年EDNの記事で「レールシフター」（A1とA2）のためのオペアンプと似ているが、安価Iも鋸何か、 「あなたのオペアンプの収量をブートストラップ広い電圧スイング」 [そして] ADによって書かれました従業員のグレイソンキングとティムワトキンス。BJTを使用すると、非線形性がさらに高まることは間違いありません。そのため、おそらく「bootsrappingは」...この技術の名前であるかもしれないが、ロッド・エリオットのページが、このアプローチは、との問題を議論しているを呼び出すことはありません、私は確信していないので、「ブートストラップ」はそれの名前...である、（EDIT3：まあ、これはその回路の目的の誤った読みでした;質問の下のコメントを参照してください。） EDIT2：別の記事とADアプリケーションノートAN-232（その記事で引用）では、「供給のブートストラップ」または「基板のブートストラップ」は同様のものを指します（「フィードバック」を介してレール電圧を変更します）が、これらの記事では別の目的で行われます：FET入力ステージを備えたオペアンプの入力容量の非線形性の低減...したがって、「ブートストラップ」は私が尋ねた考えを包含していると思いますが、一般的にこれを使用することを意味します他の目的のための供給電圧シフト技術。
2
0.1uFコンデンサと一緒に100Kオームの抵抗を使用しますか？
以下の回路図で、コンデンサに接続されている100KΩ抵抗（R2ではない）があるのはなぜですか？私の理解では、コンデンサ抵抗はマイクのDCオフセットをブロックするハイパスフィルターとして機能しますが、コンデンサのみがDCをブロックするので、なぜ100k抵抗が使用されるのですか？彼が言ったビデオの作者（下のリンク）によると、100kは「マイクの増幅されていない出力を過負荷にしないために」使用されています。この部分はわかりません。 また、この回路または100k抵抗のない他の回路ではコンデンサのみを使用できますか？ パッシブRCハイパスフィルターのチュートリアル！
4
PSRRとゲインの関係
ウィキペディアによると、電源除去比（PSRR）は、入力を基準とした出力ノイズと電源のノイズの比率です。 PSRRは、オペアンプで生成される等価（差動）入力電圧に対する電源電圧の変化の比率として定義されます。 RazaviによるアナログCmos集積回路の高品質設計も同じことを言っているようです。 電源除去比（PSRR）は、入力から出力へのゲインを電源から出力へのゲインで割ったものとして定義されます。 電源から出力への全体的な除去は、オペアンプの閉ループゲインによって異なりますか？ したがって、+ 40 dBのゲインと100 dBのPSRRを備え、電源に0 dBVのノイズがあるオペアンプは、出力に-60 dBVのノイズを持ちますか？ウィキペディアの例では、代わりに-120 dBVになると言われているようですが、私にはわかりません。 PSRRの出力コンポーネントもありますか？アンプのゲインを下げると、入力換算ノイズは減少しますよね？しかし、電源から出力段を介して結合された一定のコンポーネントが支配し始めますか？ 一方、Analog Devices MT-043は次のように述べています。 PSRRまたはPSRは、出力（RTO）または入力（RTI）のいずれかを参照できます。RTI値は、RTO値をアンプのゲインで除算することで取得できます。従来のオペアンプの場合、これはノイズゲインになります。PSRはRTO値またはRTI値のいずれかとして表現できるため、データシートを注意深くお読みください。 これは本当ですか？どの方法が使用されているかをデータシートからどのようにして見つけますか？
3
この回路の名前は何ですか？
この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 私はそれをグーグルしようとしました、しかし私のキーワードは本当に何もしません。 このタイプの回路についてもっと読みたいです。どのようなアプリケーションで役立ちますか？C1の選択方法は？私が覚えていることから、それは1のDCゲインを提供しますが、フィードバック抵抗によって設定されたACゲインを提供します。 名前はありますか？ さらに 、この質問の焦点はC1とその回路内の位置であることを強調しておく必要があります。
5
これらのオペアンプの制限要因は何ですか？
マルチフィードバックバンドパスフィルターを設計しました input voltage = 100kHz sine wave, 80mV amplitude gain = 2 AV, center frequency = 100kHz pass-band = 10kHz output voltage => centered around +2.5V supply voltage => +5V 設計上の制約として、単電源オペアンプを使用する必要があります。 オペアンプFor Everyoneから計算が行われ、OP27とOP355NAの 2つのオペアンプで望ましい結果が得られました 注意点： 以下に示すように、複数のJFETオペアンプを試しました 理想的なオペアンプを使用して、計算が正しいことを確認しました 以下の回路は、ProteusとLTSpiceソフトウェアの両方で構築およびテストされています。どちらも期待どおりの結果が得られました。 回路設計： アナログ分析（2.5Vを中心とした2のゲイン） 周波数応答（100kHzでの中心周波数） 問題は、これらの部品が表面実装（OP355NA）または非常に高価（OP27）であることです。私は余裕がないオペアンプのために20以上のドルを支払うことに。 これらは私が自由に利用できるシングルレールオペアンプであり、どれも期待どおりに動作しません！ Tl 081 Tl 082 Tl 071 Tl …
3
クローバー回路がオペアンプ回路に予期しない動作を引き起こします
オペアンプを使用して、通常は問題なく動作しているマイクロコントローラーからの入力信号を増幅しています。 過電圧保護のために、TL431データシートの 27ページの図32から直接取得したクローバー回路を追加しました。これにより、よくわからない回路に望ましくない動作が追加されました。 2.5 Vの電圧でトリガーするTL431と分圧器 R３R３R_3/R4R4R_4バールは、4.8 Vのオペアンプ出力電圧でトリガーし、ヒューズを飛ばす必要があります。しかし、私が見ているのは、出力電圧が3 Vに達するとすぐに、出力が0.75 Vに低下し、入力電圧が十分に低下するまでそのレベルに留まるため、通常の動作では出力が0.75 V未満になるはずです。その後、3 V以上の出力に達するまで、期待どおりに動作します。 このクローバー回路の説明で、データシートに記載されているコンデンサの配置とサイズが理想的ではない場合があることがわかりました。それはどういうわけか私の問題を引き起こす可能性がありますか？そうでない場合、この動作の原因は他に何があるのでしょうか？ 編集：追加されたクローバーの適切なコンテキストのために、オペアンプ出力でレーザーのパワーを調整します。オペアンプおよびPCB上の他の部品の+ Vccとして使用される5Vへの出力の短絡によって、レーザーが永続的にオンにならないことを確認する必要があります。4.2V以上の出力は必要なく、通常の操作でそれ以上は得られないので、このケースから保護するために、バールでヒューズを飛ばすのが最善の方法でした。 データシート： ヒューズ：https : //www.mouser.de/datasheet/2/358/typ_MGA-A-1388649.pdf オペアンプ：https : //www.mouser.de/datasheet/2/609/AD8605_8606_8608-877839.pdf トライアック：http ://www.ween-semi.com/sites/default/files/2018-11/BT137S-600D.pdf この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 更新： C1を完全に削除しても、説明されている動作は削除されませんが、発生する電圧が3.3Vに増加します
2
オペアンプのノイズ：信号経路に抵抗はいつありますか？
抵抗が信号経路にあると見なされるときと、オペアンプのノイズ計算になるとそうでないときは混乱します。たとえば、次の回路を考えてみます。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 非常によく似た回路がDouglas Selfの本に掲載されており、（非反転入力の）信号経路の唯一の抵抗は100オームの抵抗R3であるため、R1とR2はノイズに寄与しないと述べています。抵抗はノイズジェネレーターと直列に接続された理想的なまたはノイズのない抵抗器のようにモデル化できるというのが私の理解でした。たとえば、R1を次の式で与えられるノイズジェネレーターで置き換えると、4KTBR−−−−−−−√4KTBR\sqrt{4KTBR} R1を直列に接続すると、そのノイズジェネレータはオペアンプのノイズゲインによって増幅されます。なぜR1とR2は信号経路にないのですか？ 著者は、バイアス電流を補償するために非反転入力に抵抗を備えた単純な反転増幅器である次の回路についても言及しています。 この回路をシミュレート この場合、著者は抵抗器R3がノイズを引き起こすと述べているので、私はわかりません。両方の回路で非反転入力に接続された抵抗がありますが、最初の回路ではノイズを生成しませんが、ノイズを生成します。 2番目の回路では、抵抗が（信号パスで）ノイズを生成するときと生成しないときはどうすればわかりますか？直感的には思えない。 編集：最初の回路をシミュレーションしてノイズ解析を実行しました。R3の値が小さい場合、R1またはR2の値を変更してもノイズ出力には影響せず、ノイズはR3にのみ依存します（フィードバック抵抗器）とオペアンプのノイズなど。Imは非反転入力にのみ焦点を当てていますが、R3が小さくない場合、R1またはR2の値はノイズ出力に影響しますが、これは分圧器の効果によるものと思いますR1またはR2が総ノイズ出力に寄与しているのではなく、最初の抵抗R3のノイズを減衰させているため、混乱を増すために、非反転入力の信号パスにあるのはR3だけであり、 R1とR2は出力に熱雑音を与えません、私はこれを理解していません。より簡単なシミュレーションを行うと、 2番目の回路もシミュレーションしました。実際、（2番目の回路の）R3は、値を変更するとノイズ出力に影響します。したがって、私の観察は次のとおりです。非反転増幅器として使用する場合の非反転入力のシャント抵抗はノイズに寄与しませんが、反転増幅器として使用する場合の非反転入力の抵抗はノイズに寄与します。
弊社のサイトを使用することにより、あなたは弊社のクッキーポリシーおよびプライバシーポリシーを読み、理解したものとみなされます。
Licensed under cc by-sa 3.0 with attribution required.