これらのオペアンプの制限要因は何ですか？

マルチフィードバックバンドパスフィルターを設計しました

input voltage = 100kHz sine wave, 80mV amplitude
gain = 2 AV,  
center frequency = 100kHz 
pass-band = 10kHz
output voltage => centered around +2.5V
supply voltage => +5V

設計上の制約として、単電源オペアンプを使用する必要があります。

オペアンプFor Everyoneから計算が行われ、OP27とOP355NAの 2つのオペアンプで望ましい結果が得られました

注意点：

• 以下に示すように、複数のJFETオペアンプを試しました
• 理想的なオペアンプを使用して、計算が正しいことを確認しました

以下の回路は、ProteusとLTSpiceソフトウェアの両方で構築およびテストされています。どちらも期待どおりの結果が得られました。

回路設計：

アナログ分析（2.5Vを中心とした2のゲイン）

周波数応答（100kHzでの中心周波数）

問題は、これらの部品が表面実装（OP355NA）または非常に高価（OP27）であることです。私は余裕がないオペアンプのために20以上のドルを支払うことに。

これらは私が自由に利用できるシングルレールオペアンプであり、どれも期待どおりに動作しません！

• Tl 081
• Tl 082
• Tl 071
• Tl 074
• LM 358
• LM 324

これからは、TL071とTL074を使用してシミュレーションします。

全てのオペアンプは非常に類似した結果を出力している、次の出力があるからTL071プロテウスとLTSpiceの両方でテストされ、。ここでは、LTSpiceバージョンを紹介します。

アナログ分析

（低下した電圧pp）

周波数応答

（中心周波数を左にシフト）

見て分かるように、ゲインは正しくなく、中心周波数は左にシフトしています。これは、私が入手できるすべてのオペアンプの繰り返し発生するテーマでした。

上記のオペアンプはすべて異なることは知っていますが、それらはすべて、100kHzで1Vの出力ピーク間電圧を提供できるはずです。次の特性グラフはTL071とTL074のもので、どちらも同じ不正確な応答を示します。

ユーティリティゲイン帯域幅は3MHzです。

確かに、考慮していないいくつかの重要な仕様がありませんが、上記のオペアンプが現在のタスクで適切に機能しないことは非常に奇妙です。

1. Tl074またはTl 081 ではなくOP27（GBW = 8MHz）で 正しい結果が得られるのはなぜですか？

編集：

役立つコメントと回答のおかげで、回路要件を過小評価したようです-主に入力抵抗比（40dB）からの減衰

20-40前後のQを取得しようとしているように見えますが、目で確認するだけなので、GBWは中心周波数よりもかなり高く、できれば5-10xにする必要があります。 。

1. なぜ20〜40程度のQがあるのですか。私の場合、Qは（中心周波数/帯域幅）または100k / 10k（= 10）ではありません。
2. また、GBWが中心周波数の5〜10倍になるのはなぜですか。参照する必要がある計算、またはそのようなものはありますか？

20-40前後のQを取得しようとしているように見えますが、目で確認するだけなので、GBWは中心周波数よりもかなり高く、できれば5-10xにする必要があります。 。

他の人が話している「減衰」は、高いQを得るのに必要な抵抗比なので、それを回避することはできないと思います。

私はティムに同意します。入力信号を必要以上に減衰させないでください。

次に、あなたの唯一の選択は、100 kHzとその付近でより多くのゲインを持つものです。

幸いにも、テストしたすべてのオペアンプはかなり低帯域幅です（一部は40年以上前のものです）。10 MHzのゲイン帯域幅積の代替案を使用すると、おそらくかなりうまくいくはずです。

たとえば、TL972はこのアプリケーションで問題なく、1枚あたり$ 0.67（送料無料）で提供できます。 評判の良いディストリビューター。しかし、これはJFET入力ではありません。私の疑いは、入力電流が十分に低い限り、実際には気にしないことです。

Rrz0 ....最後の2つの質問に答えさせてください。

（1）ゲイン帯域幅積が十分に大きくない場合、追加の（オペアンプによる）位相シフトが発生します。典型的な効果：不要なQ強調。追加の位相シフトにより、位相マージンが減少し、極が虚軸にさらにシフトします。これにより、極Qが拡大します（バンドパスQと同じ）。

（2）GBWが10MHzの場合、100kHzでの開ループゲインが適用されます。40 dB（100）。これでは不十分です。ただし、すべての計算は、不要な位相シフトのないIDEALオペアンプに基づいています。上記の（1）のコメントを参照してください。さらに5度の位相シフト。深刻なQエンハンスメントを引き起こします。

（3）選択したフィルタートポロジは、理想的でないオペアンプデータに非常に敏感であることに注意してください（これは開ループゲインに基づいているためです）。非理想的なオペアンプのパラメーターにあまり影響されない他のフィルター構造（Sallen-KeyまたはGICベース）があります。

（4）いわゆる「単一電源」オペアンプを使用する必要がないことは言及する価値があります。すべてのオペアンプは、単一の電源電圧でのみ動作できます。最も重要なデータ：GBW（できるだけ大きい）と十分なスルーレート（大信号動作）。

編集/更新

次の論文には、MFBバンドパス回路に対する有限および周波数の開ループゲインの影響に関する数学的処理が含まれています。

https://www.researchgate.net/publication/281437214_INVERTING_BAND-PASS_FILTER_WITH_REAL_OPERATIONAL_AMPLIFIER

結果：GBWと設計ピーク周波数の間の係数が100の場合、アプリの周波数偏差が発生します。15％（85から15％に修正）

これは、バンドパスフィルターの以前の説明です。シグナルチェーンエクスプローラーツールを使用した答えは、さまざまなユニティゲイン帯域幅オペアンプの効果を示しています。

複数のフィードバックバンドパスフィルターのシミュレーションと構築

すばらしいコメントと質問への回答を得ましたが、さまざまな回答といくつかの教科書から把握したことを1つの回答全体に追加したいと思います。以下の情報は、私の身近な問題を解決するのに役立ちました。

オペアンプの要件を理解するには、まずマルチフィードバックフィルターの設計方法を理解する必要があります。MFBバンドパスにより、を調整できます$Q$$A_v$$f_m$ 個別。

$A_v= -2Q^2$$Q = 10$$200$$A_v$$Q$

$100$

また、GBWが中心周波数の5〜10倍になるのはなぜですか。参照する必要がある計算、またはそのようなものはありますか？

通常、安定性を高く、歪みを低く保つために、5〜10の安全率（sf）が含まれています。

GBWを計算するには：

$GBW > sf*f_oA_v$

$GBW > sf*100k*102$

したがって、GBWは50〜100MHzの範囲内である必要があります。

標準的なオペアンプはすぐに「蒸気不足」になるため、このタイプのフィルターを高周波、高Qの作業に使用することはできません。この困難はさておき、Qの値が中程度であっても高いゲインが得られない場合があります。したがって、入力信号を減衰させる必要があります。

$A_v=-2$$Q=10$

これを補うために、抵抗比100（R7 / R5）で減衰させます。

確かに、考慮していないいくつかの重要な仕様がありませんが、上記のオペアンプが現在のタスクで適切に機能しないことは非常に奇妙です。

$40dB$$6dB$、初期の40dB減衰が考慮され。

@MarkusMüllerが指摘したように、私は古代のオペアンプを使用していました。TL972などのより優れた代替手段があります。

@LvWが言及するように、ゲイン帯域幅が十分に大きくない場合、周波数応答は位相シフトを経験します。また、「選択されたフィルタートポロジは非理想的なオペアンプデータに非常に敏感です（開ループゲインに基づいているため）」という事実も正しく述べられています。

ここでは、Opamps for Everyoneからの抜粋を提供します。

の $100$$100$