タグ付けされた質問 「noise」

私たちは大学でコミュニケーションコースを始めたばかりで、SN比に出会いました。以下は、教授が解決できないあいまいさです。 信号対雑音比は、信号電力と雑音電力の比です。多くの場合、デシベルで表されます。しかし、それは2つの類似した量の比率なので、ユニットの権利を持ってはいけませんか？なぜデシベルを使用するのですか？ 誰かがこの質問に答えたり、それを解決するリソースへのリンクを提供できるとしたら、とても感謝しています。 PS：GoogleとWikipediaを試しましたが、これに特に関連するものは見つかりませんでした。

13 communication  noise  signal-to-noise  decibel 

ATmega16マイクロコントローラーで趣味のオシロスコープを構築しています。主な問題は、信号の測定中に大量のノイズを受信することです。私はLF353アンプを使用して電圧をシフトしましたが、ノイズの原因であると思われます。 これはオペアンプを使用した回路図です。信号は「入力」に行き、「出力」はマイクロコントローラのADCピンに直接行きます。 そして、これはリード線が接続されていないときに私が得ている信号です：

13 avr  operational-amplifier  adc  noise  oscilloscope 

エレクトロニクス、electronics.SE.comは非常に新しいので、これが私の最初のプロジェクトなので、質問で重要な情報を見逃した場合はご容赦ください（そのような場合は、コメントを残してください。ビット）。 106個の異なるチャネルで約500個のLEDを制御するデバイスを構築しました。実質的な設計は次のとおりです。 1つのスイッチ24V 3A電源 5Vを出力する1つの電圧レギュレータ AVR ATmega168を実行する1つの制御ボード（電圧レギュレーターに接続） 106個のLEDストリング（24V電源レールに接続） 7 TLC5940（各16チャネル）は、LEDストリングのドライバーをシンクします（これらはLEDから24Vの残りをシンクしますが、そのロジックは5Vレギュレーターから給電されます）。 すべてはうまくいきますが、デバイスの予期しないリセットを引き起こすことがあるノイズの重大な問題が発生しています。 DSOを持っている友人のおかげで、私は問題を調査することができました、そして、これらは私の発見です... ノイズは5Vの電源レールにあり、非常に大きく、全体の振幅は2.55Vです。SPIチャネルはすべて比較的影響を受けません。 ノイズは、データを送信するSPIではなく、LEDによって生成されるようです（SPIチャネルとノイズの間に明らかな相関関係はありません）。このビデオ（申し訳ありませんが、ここに埋め込む方法が見つかりませんでした）点灯しているLEDの数がノイズの振幅に影響し、その強度（PWMで制御）がノイズの長さに影響することがわかります。バースト」[youtubeの動画の説明の詳細]。 ノイズの周波数は〜8MHzです。これは、コントローラーボードが16MHzで、SPIが250KHzで動作する場合、使用しない周波数です（少なくとも明示的には）。 実験を行っていると、プローブの接地端子だけが接続されていても、DSOがノイズを拾っていることに気付きました。これは、ノイズが5V給電の不安定性によるものではなく、グランドレベルの振動電位によるものであるという兆候として解釈します。私は正しいですか？ エレクトロニクスがまったく新しく、この分野の正式な知識が不足しているため、「インターネットから」多くのソリューションを試しましたが、私のシナリオでは完全に理にかなっていました。とりわけ私が試した： 1Kohmの抵抗と100nFのコンデンサを使用してローパスフィルターを構築し、5Vの電源レールに配置しましたが、ノイズの振幅はあまり変化しませんでした。 いくつかのタンタルコンデンサを含むさまざまなコンデンサで5Vレールをデカップリングする[さまざまな定格]（目に見える影響はありません） 接地線を切り離します（DSOをバナナにします） LED、TLCボード、DSOを可能な限り「後方」を含む私の回路の異なる部分に接地します（つまり、24V PSUの接地ポートに個別のワイヤで接続して接地ループを回避します）...また、この場合、私は運がありませんでした。 私は間違った方法で上記のことをしたかもしれません（つまり、解決策は上記の1つですが、私はそれを間違って実装したので）それは、「正しく」実装する方法についてのいくつかの方向性を与えてくれるかもしれません。 最後の注意：プロジェクトの物理的なサイズのため、リグから慎重に取り外したTLCボードの1つだけを使用してすべてのテストを実行し、5V電源を使用した個別のテストLEDを使用しました。ただし、完全なリグでのテストの精度が低いと、「本物」の動作がテストの読み取り値と一致することが示されます。 あなたの時間とサポートに感謝します！

13 power-supply  led  noise 

小さい抵抗でnVレベル（または非常に小さいと仮定）の信号を増幅/測定する可能性に興味があります。 この信号のSNRは、抵抗値が小さいために非常に小さい熱ノイズのため、それほど悪くはありません。私の主な関心事は、市販の低ノイズアンプは必然的に平方ヘルツあたり数nVのレベルで入力ノイズを追加し、明らかに信号を圧迫するように見えることです。 他のオプションはありますか？私は、抵抗が小さいため、このような高い入力抵抗を持つアンプは必要ないかもしれないと考えていました。よく分かりません。

12 noise  signal-to-noise  low-noise-amplifier 

私は研究プロジェクト用の電気機器を設計しています（私は博士課程の学生ですが、残念ながらEEではありません！）。デバイスの詳細については、http：//iridia.ulb.ac.be/supp/IridiaSupp2012-002/をご覧ください。 最後のプロトタイプには電源に問題があったため、新しくより良いものを設計して問題を克服しようとしました。デバイスはリチウムイオンバッテリで駆動されるため、LTC3536降圧/昇圧スイッチングレギュレータを使用することにしました：http ://cds.linear.com/docs/en/datasheet/3536fa.pdf 基本的に、ここに見られるように、1A / 3.3V電源にリファレンス実装（データシートのページ1）を使用しました： （source：ulb.ac.be） 3つの個別のグランドプレーンがあります。PGND（バッテリから供給）、GND、通常のグランド、アナログセンサーなどのAGNDです。 これは、Eagleで設計したボードです。リファレンスデザインからの逸脱に既に気づきました。たとえば、C3とC4はLTC（U3）により近い位置に配置する必要があります。 （ソース：ulb.ac.be） これは、VCCに表示される出力です（負荷の有無にかかわらず、Vin = 4.7V）ご覧のとおり、Vppは巨大です！Vin <4.3Vの場合は小さくなりますが、それでもかなり大きくなります。 （ソース：ulb.ac.be） C3とC2をLTCの近くに移動し、C7に別の1µFのコンデンサを追加することにより、少し試行錯誤を行いました。これはあまり役に立ちませんでした。次に、C7をデータシートに記載されている22µFの代わりに220µFのキャップに置き換えました。これにより、Vppは約200mVです。これははるかに優れていますが、それでもデータシートで指定されているものからはかなり遠いです。さらに、これはVin> 4.3Vの場合のみです。このしきい値を下回ると、Vppはまだ2Vを超えています。変更を行うのはブーストと降圧レギュレーションであると思いますが、どうすれば修正できるかわかりません。 今、質問： 私は訓練された目に明らかな間違いを犯したかどうか疑問に思っていましたか？ データシートに記載されているノイズが40mVしかないのに、なぜVppがそんなに巨大なのですか？ 異なる出力コンデンサにランダムにドロップする以外に、これを修正する別の方法はありますか？

12 power-supply  switch-mode-power-supply  noise  boost  buck 

信号処理において「相関」および「非相関」という言葉は何を意味しますか？例-「無相関ホワイトノイズ..」

12 noise 

他のQ＆Aスレッドでは、デカップリングコンデンサをICに接続する方法について多くの議論があり、その結果、問題に対して2つの完全に反対のアプローチになります。 （a）デカップリングコンデンサをICの電源ピンのできるだけ近くに配置します。 （b）ICの電源ピンを電源プレーンに可能な限り近くに接続し、デカップリングコンデンサをビアを尊重してできるだけ近くに配置します。 [ Kraig Mitzner ]によれば、オプション（a）はアナログICに適しています。ビアのインダクタンスとデカップリングコンデンサがローパスLCフィルターを形成し、ICのピンからノイズを遠ざけるため、その背後にあるロジックがわかります。しかし[ Todd H. Hubbing ]によると、オプション（a）： [...]現実的な数値を適用してトレードオフを評価するまでは、良い考えのように思えます。一般に、インダクタンスを追加する（損失を追加せずに）アプローチはどれもお勧めできません。アクティブデバイスの電源ピンと接地ピンは、通常、電源プレーンに直接接続する必要があります。 オプション（b）については、[ Kraig Mitzner ]（上図の作成者）がデジタル回路に適していると述べていますが、彼はその理由を説明していません。オプション（b）では、誘導ループが可能な限り小さく保たれていることを理解しています。それでも、ICからのスイッチングノイズが電源プレーンに非常に簡単に入るのを防ぐことができます。 これらの推奨事項は正しいですか？彼らはどのような正確な推論に基づいていますか？ 編集： ICからのビアがコンデンサにつながり、ビアはできるだけ短くすることを検討してください。図では、説明のために長いトレースとして示されています。

12 noise  decoupling-capacitor  via  best-practice 

基本的に私の質問は： ノイズ密度が無限になるのは、限界f→∞とは対照的にDC回路では限界f→0に到達できるためです（これは、すべての回路が十分なfに対してローパスとして動作するため理想です）。 ノイズ密度が制限されている場合、どのfで、どのように減衰しますか？

11 noise  noise-spectral-density 

アナログ（オーディオ）信号を多重化するための低ノイズ、低歪み、低コストのオペアンプ回路を設計しようとしています。経験、研究、およびいくつかの実験により、適切な低ノイズ電源と組み合わされた以下のコンポーネントにすでに至りました。 NE / SA5532Aデュアル低ノイズオペアンプ（データシート） HEF4053BアナログCMOSスイッチ（データシート） この質問は本質的にスイッチの統合に関するものです。リレーはCMOSスイッチの代替品であることは知っていますが、コストの約5〜10倍で、この設計では実際にはオプションではありません。 （切り替え可能な）可変ゲインを備えたオペアンプ回路について、賢明な回答を伴う素晴らしい質問があります。タイトルが示唆するように、この質問はこの問題に関するものではありません。しかし、私と一緒に耐え、導入としてそれについて詳しく説明させてください。 可変ゲインのこの回路を検討してください。 この回路のスイッチの位置は完璧です。これらはグランドレベルにあるため、オフセットはスイッチ抵抗に影響しません。その結果、この位置では、スイッチは変調歪みを生成しません。 信号経路では、スイッチは敏感なオペアンプ入力ピンからも離れています。Rin、Rf、Rg1、およびRg2はすべて、入力ピンの非常に近くに配置できます。スイッチがオペアンプの入力側にある場合、これは不可能です。 さて、私の質問の本当の核心です。入力多重化の4つの可能な構成を次に示しますが、いずれも上記の可変ゲインソリューションの理想的な構成に近いものではありません。 U3の周りの回路は完全を期すためにありますが、もっとも賢明ではありません。 U2とU4の周囲の回路では、スイッチは可変電圧レベルを認識し、変調歪みにつながります。 U1の周囲の回路にはスイッチが仮想グラウンドにありますが、それらの位置は反転入力ピンにもあります。私はこれを過去に実装しましたが、経験から、このレイアウトは高いノイズ感度につながります。私は回路に固有のノイズではなく、周囲の電子機器からのノイズについて話しています。 私の質問は、誰かが最良のトレードオフの経験を持っているか、ここで要約したデメリットを回避できるトリックを提案できるか、同じ目標を達成する賢い異なる回路図を提案できるかということです。 編集する 回答とコメントでは、主要な問題のいくつかの側面に触れました。本質的に、私は最適なトポロジについて尋ねていましたが、スイッチの特性（オン抵抗、オンリニアリティ、オフ容量）と混合構成の副作用（スイッチング時にノードが充電されると、クロストークが発生します）、クロストークに向かってドリフトしました。 .. 私はこれらすべての問題を十分に認識しており、明快さと焦点を優先して質問を単純化しすぎたかもしれません。 Andy akaは、私がさらに追求する価値のある考慮事項を提起しましたが、提案された解決策は、私が望んだほど成功していませんでしたが、過去に行ったとおりです。 τεκは、シンプルだが興味深い代替案を提示しました。 私の中間的な結論は、ダグラスセルフオーディオブックを手に入れることです。スイッチとFETのプロパティを掘り下げ、さまざまなトポロジでそれらの効果をシミュレートしてみます。それは新しい洞察につながるかもしれないので、私は報告します。最終的にはさまざまなソリューションのプロトタイプを作成します。そのため、しばらく時間がかかるかもしれませんが、新しい洞察を取り戻して報告します。

11 operational-amplifier  noise  distortion  cost 

入力インピーダンスが1 MOhmのスコープでMHz速度の信号を表示する場合、適切に補正された10：1プローブを使用する必要がある理由は誰でも知っています。誰が1：1プローブの良い用途を提供できるのでしょうか？これらのプローブは、私のラボではあまり使用されていません。 私が考えることができる唯一のことは、1：1プローブが電源リップル、スイッチングアーティファクトなどの測定に役立つかもしれないということです。しかし、1：1プローブは、たとえば、スイッチング電源レールで何が起こっているかを実際に確認するのに十分なグランド伝達インピーダンス。ハワード・ジョンソン（「Healthy Power」）およびジム・ウィリアムズ（「リニアレギュレータ出力のスイッチングレギュレータ残留の最小化」、ページ11）どちらも同様の手法について説明していますが、1：1プローブの代わりにプレーン同軸を使用しています。ハワードジョンソンの例では、バスワイヤを使用して同軸シールドをボードにはんだ付けし、可能な限り低い接地伝達インピーダンスを実現しています。アース線のインダクタンスを除去することは、高速スイッチングアーティファクトを調査するための鍵です。この場合、1：1プローブがどの程度うまくいくかはわかりませんが、おそらく問題なく動作するでしょう。 誰でも1：1プローブの他の用途を推奨できますか??

11 noise  oscilloscope  signal-integrity  probe 

デジタル回路部分とアナログ回路部分に別々のGndプレーンを作成するのは良くないと聞いています（そして読んでいます）。これはすべて、この経験則にまとめられています。「Gndプレーンを分割しないでください。隙間を作らないでください。」通常、これには明確な説明はありません。 ：私は説明になった最も近いが、このリンクでhttp://www.hottconsultants.com/techtips/tips-slots.html。著者は、電流の表面積が大きくなるように、戻り電流がギャップの周りに曲がることを指摘しています（その表面積の境界は「出発」および「戻り」電流によって定義されます）。 さまざまな信号のリターン電流は、ギャップのコーナーで一緒に絞られ、クロストークにつながります。電流ループのより大きな表面積は、EMCを放出して拾います。 ここまでは順調ですね。このようなギャップを信号がルーティングされるべきではないことを理解しています。このルールを念頭に置いて、Gndプレーンにギャップを作るのは悪いことでしょうか（例：アナログ回路部分とデジタル回路部分の分割）。

11 noise  ground  emc  ground-plane 

シャーシアースをデジタルアースに接続する必要がありますか？しかし、そのスレッドの答えは、私が理解している明らかな安全性の問題は別として、シャーシをPCBグランドに接続する理由を説明していません。 私のロジックは次のとおりです。敏感なアナログ回路を備えたPCBがある場合、それを金属製のシャーシに入れて、PCBから絶縁しておく必要があります。シャーシはファラデーケージとして機能し、PCBを外部のEMノイズから保護し、（たとえば）RF PCBからノイズが発生するのを防ぎます。安全性が問題にならなければ、この2つを接続する理由はありません。前述のリンクのdraethの答えはこれに同意するようです。 ただし、非常に知識のある人々からの従来の知恵では、ノイズとEMIを低減するために、金属シャーシへの低インピーダンスパスを確立する必要があります。 なぜこれを行う必要がありますか？私のグランドをシャーシに接続すると、外部からのノイズに回路がさらされるようです。また、外部をノイズにさらします！

11 noise  ground 

データ信号線のノイズを最小限に抑えるために、正しく配線する方法に関するジレンマに直面しています。以下の例では、2層のフレキシブルPCB（非常に薄い）があります。銅層は1OZで、配線は5milです。赤は最上層、青は最下層です。 青いワイヤは1秒に何回もオンまたはオフになるLEDに接続され、最大電流は10mAです。赤は3.3V 30Mhzデータ信号で、プロトコルにエラー修正や保護はなく、単なるデータです。エラーが発生することは間違いありませんが、これで問題ありません。最小限のエラーが必要です。 青いルートが生成するノイズを最小限に抑えるために、データ信号（赤）をルーティングする正しい方法は何でしょうか？以下の例は原則を示しているだけで、実際に「回る」ことはできません。 これはスペースが非常に限られたデザインであるため、LVDSのスペースはありません。私はルートを考えるか、それらを倍増させることができるだけです。 ありがとう。

11 pcb  pcb-design  noise 

私はCSを卒業していますが、残念なことに、電気工学、特にアンテナ理論の知識が非常に限られています。 私の知る限り、RSSIは、測定者が測定対象物をどのように「聞く」かの品質を決定します。ノイズは、測定者に影響を与える環境条件を決定します。SNRは、ノイズよりもRSSIがどれだけ優れているかということです。この理論（基本を正しく理解したと仮定して）は、たった1つの質問を提起します。 単一の固定測定者がRSSIとノイズの両方を決定することはどのように可能ですか？ 今、いくつかの練習。測定者が組み込みのワイヤレス診断ツールを実行している私のMacbook Airだとしましょう。そして、測定対象はWiFiルーターです。観測値は、RSSIで-60 dBm、ノイズで-92 dBmです。したがって、SNRは32 dBです。私が完全に理解できないのは： なぜ両方の値が負で、dBmで測定されるのですか？ 私の知る限り、-60 dBmは10 -9 Wを意味し、-92 dBmは10 -12 Wを意味します。たぶんその理論はノイズを別の「アンテナ」として表しているのでしょうか？しかし、なぜその値はそれほど小さいのですか？または、ここで非常に重要なポイントを見逃していますか？このようなものの直感的な説明に感謝します。

11 noise  wifi  snr 

電源ノイズについてもう1つ質問したところ、この質問をするようになりました。 背景は次のとおりです。私は、中周波数（カップル100 KHz）でPD（光検出器）とオペアンプを備えた設計を持っています。デザインが戻ってきたら、テストしてみます。電源ノイズ、オペアンプ電源ノイズ、オペアンプ出力ノイズを見ています。プローブに触れるだけではないことに気づきました。人々は、電源ループ、特別なケーブルなどについて話します。 2週間後に別のボードを回転させます。ボードを今設計しているのであれば、ノイズを正確に測定できるように、ボードにどのタイプのテストポイントまたは要素を配置するかを質問したいと思います。<20mVタイプの信号について話している。 おまけの質問：オペアンプの出力は、プロセッサのADCに接続されています。安価なスコープを接続する場合と比較して、ADCを実行してプロットするだけで、ノイズをより深く理解できますか？

11 noise  measurement