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オペアンプの構造と用途に関する質問、

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24V SMPSから+ -12Vのデュアル電源を供給する方法
24VシングルSMPSを使用して、自家製のロードセル送信機に電力を供給しようとしています。50mAの能力がある+ 12、0、-12ボルトを作る必要があります。オペアンプとブリッジの複数のチャンネルに電力を供給したいです。 私は、インドのコンポーネントの予算と可用性があまりありません。 以下の回路に従って、1個のLM7812と1個のLM7912（負の）線形電圧レギュレーターと分圧器のセットアップを使用して、これを行うことを考えています。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 これは機能しますか？他の場所の提案や記事から修正しました。 誰かが私にもう1つの回路を提案しましたが、私はオペアンプの現在の能力について心配しています。 この回路をシミュレートする これは機能しますか？はいの場合、適切なオペアンプを提案してください。 経済的に仕事をする他の技術はありますか？
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明示的なオフセットヌルピンを持たないオペアンプのオフセット電圧を修正するにはどうすればよいですか？
すべてのオペアンプに明示的なオフセットヌルサポートがあるわけではありませんが、すべてのオペアンプにオフセット電圧があります。 これはまさに私の実際の回路です。 どのように私はこの回路ではTL084のオフセット電圧を補正していますか？ （データシート：TL084）
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これは、アクティブ差動「スコーププローブの良いデザイン＆レイアウトですか？
この質問はの拡張である自作の差動「スコープのプローブ。私はこの新しい質問かかわらすべきであると思いました。 整合性を確認するには、100Mb / s LVDS信号を測定する必要があります。600MHzの帯域幅を持つスコープを手に入れようとしますが、差動プローブが必要であり、実際のプローブを購入する余裕はありません。そこで、THS3201DBVT 1.8GHz電流フィードバックオペアンプを使用したソリューションを設計しました。 これは、電流帰還アンプを使用した最初の設計であり、最初の高帯域幅設計です。フィードバックにはとても感謝しています（しゃれ、ごめん）。 追加：OpAmpの入力ピンの下にあるグランドプレーンを削除することを提案してくれたThe Photonに感謝します。上のレイヤーのすぐ下のレイヤーには、新しいカットアウトが表示されています。同じことが他のレイヤーにも行われています。
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このLM324オペアンプが特定の周波数を超える信号を再生できないのはなぜですか？
R2RをDACおよびオペアンプとして使用しようとするこのような回路の不足はないようです。アンプ 出力バッファとして。これらは私にとって理にかなっているので、私は1つを構築しようとすることにしました。 少し単純な回路を構築しました この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 この回路は、ユニティゲインで動作するLM324の単一のオペアンプを使用しています。パッケージ内の他の3つは未接続のままです。ベンチ電源から供給される正のレール上の+12 VDCで駆動されます。 「4.4k」（2R）抵抗は、実際には直列の2個の2.2k抵抗です。 D1-D4は、私が書いたウェーブテーブルダイレクトデジタルシンセサイザーを使用してatmega328pで実行されています。それほど話をするつもりはありませんが、マイクロコントローラーは+5 VDCで動作するため、各ラインは0または5 VDCです。 R13、Q1、およびR14は、回路が何らかの実世界の負荷を駆動しているように見えました。トランジスタは反転増幅器として機能しています。 私はもともとR10とR12を省略しました。このような出力が得られました。 CH1-黄-DACの出力 CH2-青-opの出力。アンプ この頻度では、かなり合理的でした。 CH1-黄-DACの出力 CH2-青-opの出力。アンプ これは、予想外に位相シフトされた三角波を生成します。 この時点で、R10とR12を追加しました。 CH1-黄-オペアンプの非反転入力。アンプ CH2-青-opの出力。アンプ これにより、出力電圧が半分になりましたが、より正確な出力が得られました。その違いは、理論的にはオペアンプのゲインを使用して補うことができます。アンプ ただし、それでも高い周波数では機能しません。 CH1-黄-オペアンプの非反転入力。アンプ CH2-青-opの出力。アンプ この場合、位相三角波を生成するだけでなく、実際に+2.5 VDCにしたり、グラウンドに戻したりすることはありません。 セットアップの物理的なショットは次のとおりです。 ジャンパー線とブレッドボードを使用しているため、DACが生成できる実際の周波数には上限があります。ただし、私のスコープが示す〜60 KHzはそれほど大きな問題ではありません。LM324のデータシートは、1 MHzがopの実際的な上限であることを示唆しているようです。アンプ ユニティゲインで。表示される出力波形は、オペアンプ内のトランジスタのように見えます。アンプ 飽和または同様の効果。オペアンプについて十分に知りません。 DCから60 kHzまでのオペアンプ出力で入力信号を正確に再現するために回路に変更を加えることができますか？ LM324で探していたデータシート： http://www.ti.com/lit/ds/snosc16d/snosc16d.pdf
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帯域幅を調整できるこの反転オペアンプ回路はどのように機能しますか？
私の教科書の著者は悪党であるか、単純なオペアンプ回路でさえ理解するための前提条件がありません。基本的な反転増幅器の仕組みを理解し、内部RC回路（ミラーC）によってゲインがどのように低下​​するかを理解しています。 以下の回路で理解できないのは、抵抗値がRRR帯域幅をどのように変化させるかです。ゲインと帯域幅の積は一般に一定であるため、この回路はゲインに触れることなく帯域幅を操作するために非常に巧妙でなければなりません。私は教科書の説明の完全なスナップショットを添付しています。帯域幅は応じて変化しRRR、方程式を与えますが、その方法や理由は説明されていません。これがどのように機能するかを理解してください。
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（マイク）プリアンプのデザインがオペアンプゲインを最大60 dBに制限する傾向があるのはなぜですか？
録音品質の多くのマイクプリアンプを見ると、オペアンプ（ディスクリートまたはIC）を使用するすべてのデザインで、オペアンプが提供するゲインが最大約60dBに制限されていることがわかりました。ほとんどのプリアンプは別のステージ（トランスまたは別のオペアンプ）を使用して70dbまたは80dBに到達しますが、最初のオペアンプを使用してそこに到達しないのはなぜでしょうか。私が理解していることから、いくつかの利点があります： 電圧ゲインが上がるにつれて、信号対雑音比が向上し、 よりシンプルなオーディオパス、 部品とコストの削減。 60dBを超えるオペアンプの安定性と関係がありますか？ これが典型的な回路図です。R12はゲインを40.1dBに制限します。私はこれらの式を使用しています： A=1+(Rfb/Rin)A=1+(Rfb/Rin)A = 1 + (R_{fb}/R_{in}) gaindB=20∗log(A)gaindB=20∗log(A)gain_{dB} = 20 * log(A) THAT-Corp製の完全なマイクプリアンプICも最大ゲインが60dBであることに気付きました。
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バッファが続くオペアンプインバータ。どうして？
私が理解しようとしている回路図では、このサブサーキットに出くわしました： これは、オペアンプインバータの直後にバッファが続きます。VINはマイクロコントローラーのDACから供給され、この回路は負のVINであるVOUTを生成します。オペアンプは、正と負のレールから供給されます（ここには示されていません）。ここまでは順調ですね。 しかし、この回路でOA2を使用する理由は完全にはわかりません。私が見ることができる唯一の理由はこれです：バッファ（OA2）なしでは、オペアンプOA1フィードバックが調整されるまで（約1µs）VOUTでの突然の負荷がVINから電流を引き込みます。バッファ（OA2）を使用すると、これはもはや当てはまりません。これは正しいですか？それとも何か不足していますか？
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なぜLTSpiceはこのオペアンプの発振を予測しないのですか？
電源のベンチテスト用の電子負荷として機能する回路を開発しています。この回路をテストする方法に関する以前の質問には、いくつかの非常に有用な回答がありました。ここでは、オペアンプの安定性をテストする方法について説明しています。。この質問は、シミュレーションとテスト結果の解釈方法に関するものです。 これは、ブレッドボードでシミュレートおよびテストされた回路図です。 LTSpiceが作成したプロットは、回路が非常に安定していることを示しています。1サイクルで解決する5Vの立ち上がりで1mVのオーバーシュートがあります。かなり拡大せずにかろうじて見ることができます。 これは、ブレッドボード回路上のスコープを使用した同じテストのショットです。電圧の上昇はずっと小さく、周期は長くなりますが、テストは同じです。オペアンプの非反転（+）入力に方形波を送ります。 ご覧のとおり、かなりのオーバーシュート（おそらく20％）があり、その後、高信号の持続時間にわたって安定した振動への指数関数的な減衰があり、落下時に若干のオーバーシュートがあります。低信号の高さは、ノイズフロア（約8mv）です。これは、回路がオフのときと同じです。 これはブレッドボードビルドの外観です。 MOSFETはヒートシンクの上部にあり、黄色、赤、黒のワイヤで接続されています。それぞれゲート、ドレイン、ソース。小さなプロトボードにつながる赤と黒のワイヤーはそれぞれIN +とIN-であり、ブレッドボードのバナナジャックに接続して、ブレッドボードを通る電力レベルの電流を防ぎます。テストでロードされる電源は、電源自体の不安定さを避けるために、密閉型鉛蓄電池（SLA）バッテリーです。シルバージャンパーは、関数発生器から方形波が注入される場所です。左下の抵抗、ダイオードなどは、手動（ポテンショメータベース）の負荷レベル設定サブ回路の一部であり、接続されていません。 私の主な質問は：LTSpiceがこの重大な不安定性を予測しないのはなぜですか？補償ネットワークをシミュレートできるので、本当に便利です。現状では、さまざまな値を接続して再テストする必要があります。 私の主な仮説は、IRF540Nのゲート容量がSPICEモデルでモデル化されておらず、考慮されていない〜2nFの容量性負荷を駆動しているというものです。モデル（http://www.irf.com/product-info/models/SPICE/irf540n.spi）の容量が適切な大きさのように見えるので、これが正しいとは思いません。 補償ネットワークの値を調整できるように、この不安定性を予測するシミュレーションを取得する方法はありますか？ 結果の報告： わかりました、私がLM358オペアンプに使用していたLTspiceモデルはかなり古く、周波数応答を適切にモデル化するほど洗練されていなかったことが判明しました。ナショナルセミによる比較的最近のものへの更新は、振動を予測しませんでしたが、明らかに20％のオーバーシュートを示しました。また、ブレッドボードテストに合わせてパルスピーク電圧を変更し、オーバーシュートが見やすくなりました。 その「フィードバック」に基づいて、私は満場一致で推奨される補償方法から始めました。これは、ドミナントポール補償の例だと思います。ゲート抵抗がその抵抗の一部であるのか、それとも2番目の補償スキームであるのかはわかりませんが、それは私にとって重要であることが判明しました。かなりの試行錯誤の後、私が最終的に得た値は次のとおりです。 これにより、非常に安定した波形が生成されましたが、この負荷でテストする電源の周波数応答をより適切にテストするために、可能であれば、立ち上がりと立ち下がりを少し鋭くしたいと思います。これについては少し後で説明します。 次に、ブレッドボードで新しい値を使用しました。 私はそれについてかなり興奮していました:) 特に、新しいコンポーネントに適合するために、ブレッドボードの寄生成分を改善するのではなく悪化させました。 とにかく、これは幸せに終わった、これが検索でそれを見つける他の人を助けることを願っています。私は、ブレッドボードにさまざまなコンポーネントを突っ込んで、これらの値をダイヤルしようとして残した小さな髪を引き裂いていたことを知っています:)
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オペアンプを使用した反転バッファー
オペアンプを使用してユニティゲインバッファを（電圧フォロワとして）簡単に作成できることは知っています。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 また、オペアンプ（反転アンプ）を使用して反転バッファを作成するのが簡単であることも知っています。R1= R2R1=R2R_1 = R_2 この回路をシミュレートする しかし、この反転増幅器の精度の精度に依存する及びR 2 -それらが密接に一致していない場合は、出力からのビットは異なるであろう- V I N。R1R1R_1R2R2R_2−Vin−Vin-V_{in} 電圧フォロワーのように、これらの抵抗の精度に依存しないオペアンプで反転バッファーを作成する方法はありますか？より高精度の抵抗器を入手するのは良い考えですか？
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オペアンプ入力抵抗？
私はTL064 のデータシートを読んでいますが、これには16ページのこの図が含まれています。 これはもちろん、上の図の右下隅にあるグランドではなく反転アンプの出力を使用しているように見える計装アンプですが、本当に困惑しているのは、4つのうち3つの非反転入力に直接接続された100kΩ抵抗ですアンペア。計装アンプ回路が本やアプリケーションノートに記載されているのを見たことはありません。3つのオペアンプスキームを使用して構築した計装アンプはすべて、それらなしでも正常に機能します。 10のデータシートを指定入力抵抗12がすでにハイインピーダンスのJFET入力に何も追加していないようですので、100kΩのより10,000,000倍大きいですΩ、。入力バイアス電流と関係があるのではないかと思いましたが、それは私が暗闇の中で突き刺すだけです。 不思議なことに、同じデータシート（18ページ）の図26は、非反転オペアンプ入力に100kΩ抵抗のない計装アンプの2オペアンプバージョンを示しています！ 上記の回路の非反転入力の100kΩ抵抗の目的は何ですか？完全に明らかな何かを見逃していますか？
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オペアンプを使用して2つの電圧を減算する
私は本質的にデジタルの男であり、コンパレータを使用して2つの電圧を比較し、それらの相対値に応じて高低を与えることに慣れています。 代わりに、ある電圧を別の電圧から差し引き、その差を出力として利用できるようにします。 次の回路をブレッドボードに載せましたが、正しく機能していないようです： 電圧フォロワーとして2つのオペアンプを使用し、それらを別のアンプの反転入力と非反転入力に供給しています。クワッドオペアンプチップ（LM324）には単一電源（9v）があります。 編集：受け入れられた答えへの私のコメントを参照してください-私は正しい軌道に乗っていましたが、出力ピンの1つに曲がったピンがありました。 今、私は負の電源を持っていないので、出力が負にならないので、私が本当に欲しいのは、出力が+2.5ボルトでバイアスされるようにすることです。ゼロ。抵抗をピン12からグランドに追加する代わりに、非反転入力（ピン12）から4.7Vの抵抗に4.7Kの抵抗を追加しようとしましたが、これは必要なオフセットを追加するようです。 だから今、私がやりたいように見える。
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実際のフィードバック回路での安定性（位相マージン）解析
そのため、負のフィードバックを使用してデータ集録回路のオフセット電流を制御するという素晴らしいアイデアがありました。もちろん、ソフトウェアでこれを行うこともできますが、入力段でオフセットを削除すると、スイングが減少し、プリADCアンプで飽和することなくゲインが増加し、SNRが向上します。 そのため、このフィードバックループを設計し、会社で作成しました。そして、約50kHzで発振しましたが、おそらくほとんどの専門家にとっては驚くことではありません。私が行った唯一の安定性解析は、負のフィードバックがあることをトリプルチェックすることでした 実際のループにはサンプルアンドホールドアンプが含まれます（および両方の抵抗を含むこのセクションは、前の反復で証明されています）が、発振のみが発生しますトラックフェーズ中に、トラックフェーズ中に存在するループを再現しました。CtrackCtrackC_{\text{track}}RtrackRtrackR_{\text{track}} 基本的な考え方は、のオフセット電圧が強制されるように、フィードバックループはOA2の2つの入力を同じ電圧に強制する（つまり、出力電圧をOA2開ループゲインで除算する）ことです。。次に、サンプルアンドホールドがホールドモードに切り替わり、V _ {\ text {out}}を取得します。VoutVoutV_{\text{out}}VoffsetVoffsetV_{\text{offset}}VoutVoutV_{\text{out}} 私は学校でゲインマージンと位相マージンを研究しましたが、それについて最近の練習がなかったので、この実際の回路のボード線図を作成する方法がわかりません。OA1とOA2はOPA2376であり、OA3はOPA340です。電源バイパスなどのための追加の接続がありますが、それらは信号経路に関連するとは思わないため、中断しました。ただし、安定性に重要な理由があるかどうかについては、お気軽にお問い合わせください。また、電源はセンサーからの電流を表しますが、実際には理想的な電流源ではありません。I1I1I_1 受動部品によって作成されたものに加えて重要な極を含む非理想的なオペアンプを使用して、このような回路のボード線図をどのように開発しますか？データシートからそれらを読み、重ね合わせます 発振周波数が非常に低く、希望の通過帯域に近いため、心配です。 位相シフトの問題は、オペアンプの10Hz以下のコーナー周波数が原因であると考えるのは正しいでしょうか？抵抗フィードバックネットワークを使用する場合、開ループゲインを切り捨てて、コーナー周波数を右（開ループプロットが新しいゲインと交差する場所）に移動しますか？そして、位相シフトもより高い周波数で始まりますか？ 私の印象では、既存のフィードバックにより、OA1とOA3の両方にユニティ電圧ゲイン（反転）があります。OA2が問題として残っています。OA2がループ全体を安定させ、オフセット誤差を小さく抑え、整定時間を以下に保つための良いフィードバックループは何でしょうか（その後、ホールドモードに切り替える必要があるため）。または、代わりにや調整して、新しい極を作成する代わりに既存の極を移動する必要がありますか？250μs250μs250 \mu sCtiaCtiaC_{\text{tia}}RtrackRtrackR_{\text{track}}
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アクティブローパスフィルター—どの周波数に適していますか？
The Art of Electronics、第3版（LC Butterworthフィルター）の付録Eは、「アクティブフィルターは低周波数では便利ですが、高周波数では実用的ではない」と述べています。彼らは「100kHz以上の周波数では、最良のアプローチはパッシブLCフィルターです」と言います（両方の場合で言い換え）。 私の最初の質問： 本当に？ アクティブフィルターを実用的にするには、すでに100kHzでも高すぎますか？ 私は、高帯域幅と高スルーレートのオペアンプは高価になる可能性があることを理解しており、一般的なケースでは「実用的」ではありませんが、1MHzのカットオフ、1kΩのTトポロジーなどのローパスLCフィルタ負荷は数百μH程度のインダクタを必要とすることになります---歪み（磁気コアの飽和とヒステリシス）を回避する必要がある場合、その範囲の空心インダクタでは全体がかなり実用的ではありません。 質問2は次のようになります。たとえば、10 MHz未満のカットオフ周波数は、Sallen-Key 2次ローパスフィルターには高すぎますか？ この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 理想的なケースの観点から分析すると（オペアンプが常に線形動作内にあると仮定して）、オペアンプの3つのピンすべてがローパス出力信号の影響を受けます-10 MHz未満のカットオフ周波数は確かにそうではありません問題（帯域幅もスルーレートもありません）。入力容量は大きな問題ではありません--- Rが1kのオーダーで、コンデンサは数十pFから数百​​pFのオーダーです---オペアンプの入力を作るのに十分な大きさですキャパシタンスは無視できます。 私が見落としている他の実用的な問題はありますか？数MHzのオーダーのカットオフを持つアクティブなフィルターが必要な場合、私は現実的ですか？（価格設定は問題ではありません--- 10ドルまたは20ドルの範囲のオペアンプが必要な場合、それで問題ありません）
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オペアンプ発振器の奇妙な出力
私はオペアンプを使用して正弦波発振器を構築しようとしていますが、奇妙な出力を得ています。純粋な正弦波出力を得るために助けが必要です。 回路図： 回路の説明： この回路は、通常の3ステージバッファードRC位相シフト発振器（ここからヒントを得ています）に似ています。オペアンプU2Bが追加され、U1Aアンプの抵抗（R1、R2およびR3）の値が数十キロオーム（100キロオームではない）になるようになりました。発振器出力はU2Bピン7（OUT）で観察されます。回路図に示すように、+ 15V / 0V / -15Vを得るために2つの独立した電源が接続されています。 R3は、アンプのゲインを変えるために使用されます。R4とR5は、発振器の周波数を変えるために使用されます。ターゲット出力周波数は400Hzです。 問題： 上部波形：IC U2Bピン5（非反転入力）wrt GND 下の波形：IC U2Bピン7（出力）wrt GND U2Bピン7（出力）（ボトム波形）の正弦波の負のサイクルが歪んでいます。この歪みは、ある種のリップル/電圧振動です。これは何が原因ですか？＆どうすればそれを取り除くことができますか？ これまで私は試しました： 私の最初の推測は、-15V電源に問題があるということでした。そのため、電源を交換しましたが、歪みは依然として負のサイクルのままでした。（電源に問題があった場合、電源を交換した後、歪みは正のサイクルにあったはずです） 変更されたIC U2（LM358デュアルオペアンプ）。それでもまったく同じ歪み。 変更されたIC U1（LM358デュアルオペアンプ）。それでもまったく同じ歪み。 以下に示すように、IC U3を追加しました。U3Aピン1の出力（出力）は、（オシロスコープの）トップ波形のような純粋な正弦波です。そのため、U2Bからアンプ接続（R1）を取り外し、U3Aに接続しました。次に、U3Aの出力も（オシロスコープの）Bottom Waveformのように歪み、U2Bの波形は純粋な正弦波になりました。 以下に示すように、IC U3Bを使用しました。再びU3Aピン1の出力（出力）が歪みます。 上記の回路図からU3Bを削除し、U3Aのピン1（出力）に1 Kohmの負荷を追加しただけですが、やはり出力は歪みますが、今回は歪みが小さくなっています。 質問は少し長めですが、できるだけ詳細に説明したかったのです。私は2日間これに頭を割っていました。助けてください。TIA。 編集： Bimpelrekkieがコメントで示唆したように、各IC（デュアルオペアンプ）の近くに1つの100nFコンデンサと、+ 15V / 0v〜-15V / 0Vの間に1uFコンデンサを2つ追加しました。これは歪みに影響しませんでした。また、R2とR3の間に22pfのコンデンサを追加しました。これにより、歪みは減少しましたが、以下に示すように歪みは除去されませんでした。 ポジティブサイクル：歪みなし Negetive Cycle：減少していますが、まだ存在しています-歪み しかし、これは正弦波の周波数に影響するため、私がやりたいことではありません。 また、私が以前に言及しなかったもの、可変抵抗器（プリセット）が問題を引き起こしているかもしれないと思ったので、それらを短絡させましたが、成功しませんでした。 編集2 ：（問題解決） あなたのコメントと回答を読んだ後、私は次のことを試しました： （実験7）Olin Lathropとanalogsystemsrf（analogsystemsrfの回答で述べたように、問題は安定性/位相マージンに関するものでしたが、U2Bの出力はレール（+ 15Vまたは-15V）に近くありませんでした。 …
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