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最初のインダクタを巻いて、2つの方法でインダクタンスを確認しました。 ただし、飽和電流をテストすると、式よりもはるかに低いため、 Bpeak=V⋅TonAe⋅NBpeak=V⋅TonAe⋅NB_{peak} = \dfrac{V\cdot T_{on}}{A_e\cdot N}（単位：ボルト、マイクロ秒、mm 2、回転） を0.2テスラに設定し、コアにN87マテリアルを使用しています。BpeakBpeakB_{peak} 巻線がずさんだったことは認めますが、それ以外に、このような低い飽和電流の原因が何かはわかりません。これにより、ブーストコンバーターが毎回爆発します。 これは、飽和電流を測定するための私のテスト回路です。飽和するまでパルス幅を増やし、方法2のインダクタンス測定にも使用します。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図

10 switch-mode-power-supply  inductor  magnetics 

電源のレイアウトについてサポートが必要です。必要な経験がないため、最初の2回のイテレーションは失敗しました。コストのかかる別の実行を避けたいのですが。 完全を期すために、前の（関連する）質問を次に示します。 昇降圧スイッチングレギュレータのノイズの問題 私のデバイスはリチウムイオンバッテリーを搭載していますが、3.3Vの動作電圧が必要です。したがって、Vin = 2.7-4.2V、Vout = 3.3Vです。私はLTC3536降圧/昇圧スイッチング・レギュレータを使用することにしました：http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/3536fa.pdf 基本的に、1A / 3.3V電源のリファレンス実装（データシートの1ページ目）を使用しました。回路図は次のとおりです。 3つの個別のグランドプレーンがあります。PGND、バッテリから供給され、LTC3536に接続されます。GND、ピン3から分岐するシグナルグランド、およびGNDプレーンから分岐するアナログセンサーなどに使用されるAGND。 これは2層ボードの最新バージョンです。赤が上、青が下のレイヤーです。LTのデモボードにかなり近いです。VBATTとVCCだけでなく、さまざまなグランドプレーンに注釈を付けました。 設計上の考慮事項 データシートで見つけた推奨事項と、前の質問で得た回答を順守しようとしました。上記のように、3つの異なるグラウンドプレーンを使用し、0オームの抵抗を使用して1点で接続します。VCCのルーティングに星のようなアプローチを使用しようとしました。AVCCは0オームの抵抗を使用してVCCに接続されています。 ご質問 以前のデザインの問題の1つは、チップの側面にあるビアを使用してU3の露出パッドを接続したことです。これには多くのスペースが必要でした。LTがデモボードに露出パッドの直下のビアを追加していることに気づきました。これが可能であることを知りませんでした-これらのビアに何か特別なことをする必要がありますか？ グランドプレーンの配置については、よくわかりません。現時点では、GNDプレーンはピン2/3から分岐しており、0Ω抵抗を使用してAGNDおよびPGNDプレーンに接続されています。この抵抗器の配置は一種のランダムな気圧です。 回路全体は、U3（ピン10）のSHDNに接続するMAX16054ソフトパワーオン/オフICを使用して切り替えられます。MAX16054はVBATTとGNDに接続されています（PGNDではありません）。これは問題を引き起こす可能性がありますか？ コメントをいただければ幸いです！

10 power-supply  pcb-design  switch-mode-power-supply  boost  buck 

試作作業のためにsmpsトランスフォーマーを手巻きしたいと思います。変圧器の仕様は次のとおりです。 変圧器パラメーター コア材料： EE16、NC-2Hまたは同等、ALGが88.55 nH /t²のボビンEE16、水平、10ピン、（5/5） 巻線の詳細 シールド： 15T x 3、35 AWG プライマリ： 105T、35 AWG 前半バイアス： 6T x 4、30 AWG 後半/フィードバック： 6T×4、30AWG セカンダリ： 7T、22 TIW 巻き順 シールド（2–NC）、プライマリ（4–1）、バイアス（5–3）、フィードバック（3–2）、5 V（10–8） 一次インダクタンス 1.074 mH、±10％ 一次共振 周波数1000 kHz（最小） 漏れ インダクタンス95μH（最大） EE16コア、ボビン、銅線を調達しました。これを実際に巻く方法を誰かに私に説明できますか？特に： CW / CCWの各巻線を開始する方向は？ 1つのレイヤを埋めるのにターンが非常に少ない場合はどうすればよいですか？ 同じ端子に並列コイルが接続されている別の変圧器の設計を見たことがあります。この場合、両方のコイルを並べて、または異なる層で回しますか？

10 transformer  switch-mode-power-supply 

今日、私たちは効率を求める競争の中で、変圧器からスイッチング電源に移行しました。ほとんどすべてのPSUは、単相低電圧動作（私の国では220Vac / 310Vdc）向けに設計されています。PC用の380V 3フェーズ3+ kW ATX PSUは、効率とリップルノイズが低いにもかかわらず、今まで見たことがありません。これらは、GPUのスタックに非常に役立ちます。それは主に電解コンデンサが整流された660Vdcに耐えられないためだと思います。 そして、それは通常村の変圧器に来るので、10kVの中電圧ラインを整流することはさらに良いかもしれません。しかし、破壊せずに生き残ることができる電圧制限シリコンデバイス（MOSFET）は何ですか？

10 power-supply  power  switch-mode-power-supply  mains  high-voltage 

私は最近電源を入れるのに高電圧源（〜150V-200V）を必要とするニキシー管をいじり回しています。 簡単な高電圧発生器を探してみたところ、555タイマーを使用して、170V〜200Vの調整可能で安定化された高電圧出力を得るこの回路が見つかりました。 すべての部品を入手し、ブレッドボードで試作しました。9Vバッテリーを接続し、それが私の顔で爆発しないことを確実に確認した後（たとえば、誤ってキャップを後ろに取り付けた場合）、出力電圧を測定し、負荷なしでトリムポットを調整して、適切な210V出力を得ました最大電圧。 残念ながら、ニキシー管を接続するとすぐに、電圧は約170Vまで低下しました。どれだけの電流が流れているかを正確に測定したところ、構成の効率はわずか15％でした。回路は負荷なしで入力に約100mAを消費します！ニキシー管自体は170Vで約0.8mAを消費し、入力は約120mAを消費します。 170V×0.0008A9V×0.1200A=0.136W1.080W≈12.59% efficient170V×0.0008A9V×0.1200A=0.136W1.080W≈12.59% efficient \frac{170V \times 0.0008A}{9V \times 0.1200A} = \frac{0.136W}{1.080W} \approx 12.59\% \text{ efficient} スイッチングの非効率性による損失にこれを置いたので（これはブレッドボードに配置しました）、午後はPCBバージョンの作成に費やし、見つけたSMPS PCBレイアウトガイドラインに注意深く従いました。結局、出力コンデンサC4は、250Vがまだ近すぎてカットされているため、定格が400Vのものに置き換えることになりました。指示書で提案されているフィルムキャップの代わりに、セラミックキャップも使用しました。 ただし、効率に大きな違いはありませんでした。 また、出力電圧が入力電圧に比例して変化しているように見えた。9Vでは、負荷で170Vに近い電圧を、負荷で8Vで約140Vを提供します。 だから今、私は何か明白なものを逃したか、このブーストコンバータ回路がちょっとしたことだと思い始めています。言うまでもなく、私はおそらく他のより効率的な設計を検討することになりますが、この回路がこのように動作する理由を発見することにまだ熱心です。 負荷が接続されているときの電圧降下は、555がスイッチングのために十分に長いデューティサイクルを生成していないため、出力に十分な電力が供給されていないという事実で説明できると思います。 入力電圧に比例する変動する出力電圧は、おそらく安定した基準電圧がないことで説明できます。フィードバックループは入力電圧を基準として使用するため、調整された電圧「乗算器」に似ています。 しかし、負荷がない場合、入力から引き出された100mAがどこに行くのかまだわかりません。データシートによると、555タイマーはほとんど電流を消費しません。フィードバック分圧器は確かにその近くに引き寄せません。そのすべての入力電力はどこに行きますか？ tl; drこの回路が機能しない理由を誰かが説明したり理解したりできますか？

10 switch-mode-power-supply  555  boost 

2つの電源を使用する充電器を修理しています。TH20594（そのいずれについても情報を見つけることができませんでした）がプライマリPSUを制御し、不思議なチップがブートストラップ/スタンバイ電源を制御します（小さいトランスの補助巻線がTH20594に電力を供給します）。動作しませんが、チップに関する情報は見つかりません。 チップは本当に小さい6ピンSMDパッケージ（TSSOP-6？）であり、「67A」とマークされています。 これは電源の回路図の一部です（ただし、精度は保証できません）。 誰もがそれがどのチップで、そのデータシート（およびTH20594）がどこにあるか知っていますか？ 67A： TH20594： 編集：それは間違いなく「67A」です。

9 switch-mode-power-supply  identification  surface-mount 

私のMOSFETを破壊しているように見えるものを読んだことがあります（私の二次も中央タップされており、2つの高速ダイオードが10R / 400uFの負荷に整流されています）。 変圧器は12：1で、電源電圧は約300mAで10V〜25Vです。 トランジスタは、アバランシェ降伏であると私が信じているために加熱しています。私は50Vデバイスを使用しており、スコープショットは〜200Vデバイスを示しています。どちらの場合も、DS電圧はブレークダウンまでリンギングします（回路に十分なエネルギーがある場合）。この回路で10 W、理想的には100 Wをプッシュしたいと思います。ブレッドボードは100Wの設計には適していませんが、10にする必要があります。 リンギングは2.x MHzです。電源の入力コンデンサは、低ESRでも特に高い値でもありません。

9 power  mosfet  switch-mode-power-supply 

コモンモードチョークでは、私の理解では、コモンモード電流は、それらを加算する磁束を生成し、それらの間の実効インダクタンスを増加させ、これらの電流を減衰させます。 コモンモードチョークに差動電流が流れている場合、磁束は反対方向に流れるため、結合はなく、個々の磁束は正味の0磁束に対して相殺され、インダクタンスが実際には非常に低いように見えます。 インダクタンス仕様のコモンモードチョークの仕様を見ると、この定格はコモンモード信号にのみ関係するのですか？それは私の推測ですが、私はまだより良い理解を得ようとしています。

9 switch-mode-power-supply  inductor  emc 

これは、PWMコントローラーとしてATtiny84aに基づくバックレギュレーターを設計する試みです。それは、4S LiPoバッテリー（12.8-16.8ボルトで）から、10-14V入力を受け入れるサーボモーターを駆動するために使用される、適切に調整された12V出力に移行する必要があります。特に定格12Vのトルクが欲しいので、4S LiPoは少し高すぎ、3S LiPoは少し低すぎます。この設計は、40アンペアのワーストケースを提供することを目的としています（モーターの大部分が停止します）。 10-15Aの範囲を離れるとすぐに、すべてのDC DCコンバーターは工業用に設計されており、ケースが重いため、非常に高価であり、24V入力を必要とするか、または他のそのような不一致があるため、これらの1つを購入することはできません。私の現在の要件で。 アイデアは、AVRに組み込まれたアナログコンパレータを使用して、ターゲット電圧の過/過を検出し、不足が検出されたときに一定の持続時間のパルスを生成することです。 これをブレッドボード上に構築し、高出力パスのコンポーネントリードにはんだ付けされた20ゲージのワイヤーを使用します。 レイアウトを行うときに、「スイッチングノード」とフィードバックパスをできるだけ短くすることを知っています。また、使用されていないすべてのブレッドボードトレースを接地して、貧しい人の接地面を作りました。 私は、飽和電流が私の最大出力電流と一致するチョークと、飽和電流が私の最大出力よりも高いバックインダクタを選択してみました。 94 uFと3.3 uHのコーナー周波数は約9 kHzであり、AVRはそれよりもはるかに高速で動作すると思います。不足電圧が検出されるたびに5 usのパルスが発生したと考えています。その後、再び戻って不足電圧を探します。これにより、200 kHzの最大周波数（100％に近いデューティサイクル）が得られます。 そして、これが回路図です：https : //watte.net/switch-converter.png

9 schematics  switch-mode-power-supply  buck 

私は確かに電源スイッチングノイズとオーディオに関して古典的な問題を抱えていますが、このトピックでこれまでに見つけたものに関して現実から神話を分類することはできません。 セットアップ： 外部電源装置またはバッテリー、あるいはその両方を備えたノートブックを持っています 独自の電源を備えた（つまり、ノートブックSMPSから給電されていない）ラジオ受信機 ラジオ受信機はオーディオ信号をノートブックのライン入力に送ります ラジオ受信機は、RS232（チューニングなど）を介してノートブックによって制御されます。 問題： ノートブックを電源から外してバッテリーから実行すると、すべてが完璧に機能します しかし、ノートブックのSMPSを使用すると、オーディオで途方もない量のノイズが聞こえます 問題がどこにある可能性が高いか誰かに教えてもらえますか？グランドループについては多くの話がありますが、それらがこのような小規模な設備に実際に存在しているとは信じられません。 これはノートブックのグラウンドレベルの変化の問題であり、ノートブックのライン入力が非差動であるという事実であると思いますか？または、より可能性の高い説明はありますか？ 最良の解決策は何ですか？オペアンプを使用して差動入力アンプを構成し、その出力をライン入力に供給しますか？オペアンプのグラウンド基準として何を使用しますか？ コメントと回答で提案された解決策 回答からは、2つの問題が考えられます。1。グランドループと2.オーディオワイヤの外部SMPSからのRFピックアップ。 推奨されるソリューションは次のとおりです。 差動増幅器ソリューション。メリット/デメリット？ Kortuk：接地されたシールドを使用して、オーディオリンクのSMPSからのRFピックアップに対抗します。利点：目に見えないソリューション。不利益？質問：グランドループは役に立ちませんか？ Russell McMahon：オーディオラインのオーディオトランス。利点：シンプル。欠点：簡単に入手できない、高価または周波数応答が悪い。質問：これはオーディオラインのRFピックアップに役立ちますか？ ラッセルマクマホン：オーディオラインのEMCフェライトをクランプして、RFピックアップに対抗します。グランドループには役立ちません。質問：これは可聴範囲のノイズに役立ちますか？フェライトは非常に高い周波数のみをフィルタリングするのに役立つと理解しました。 David Kessner＆Mary：ノートブックの接地。これにより、CMノイズがグランドに分流します。利点：安くてシンプル。欠点：処理する追加のワイヤー。質問：両方のRFピックアップに対抗し（オーディオグラウンドがシャントされている場合）、グラウンドループを回避しますか？ メアリー：ノートブックへのDCラインの周りのフェライト吸収材、およびオーディオラインとRS232ラインのRF CMチョーク。短所：RF CMチョークによるコンポーネント数と労力が高い。グランドループを防ぎません。

9 audio  noise  ground  switch-mode-power-supply  groundloops 

降圧レギュレータに問題があります。私はL4970Aを使用して、ポテンショメータを使用して調整できる可変出力の降圧レギュレータを作成しています。 出力電圧を7 V以上に設定すると、出力がランプになりました。直接上昇し、ゆっくりと7.5 Vまで低下し、再び繰り返されます。 必要以上に大きいインダクタを使用しています。計算は約50〜150 uHですが、11 mHを使用しています。それは問題ですか？ これは私のデザインです。このアプリケーションノートpg.38 から見たのと同じです。 これは7 V未満の出力電圧です これは7 Vを超える出力電圧です 私の問題は何ですか??? どうもありがとう！！！ 編集1 インダクタの値を200 uHに変更し、ラップトップに電源入力24 Vを供給しようとしました。ラップトップの電源を入れたときにラップトップが充電されましたが、オシロスコープで見たときの電圧は安定していませんでした。オフにしたので充電されません... なぜそれが起こったのか誰にも教えてもらえますか???

9 switch-mode-power-supply  buck 

この投稿の最も古いバージョンは、このリンクから表示できます。 これは私の再設計したレイアウトです。もう一度あなたの見方は？ 10-32V〜5V 1.2A SMPS降圧レギュレータ設計。ICはインフィニオンのIFX91041です。 回路図とレイアウトは次のとおりです。http： //www.mediafire.com/？69e66eje7vda1 （5v 1.2Aと35V 4Aの両方で45cm²（〜6.98インチ²）の面積が与えられました。）

9 pcb  layout  switch-mode-power-supply  buck 

LCD TVのいくつかのスイッチモード電源から回路図を読んでいると、PWMパルスをMOSFETのゲートに供給するピンに、ダイオードと抵抗が並列に接続されていることに気付きました。 一部の図にはそれがありません。しかし、彼らが持っているものはたくさんあります。これは、ICコントローラーのドライバーを保護するためのものだと思います。 よくわかりませんが。最初の図では、ダイオードと抵抗が並列にあり、2番目にはありません。

9 switch-mode-power-supply 

これは、フルブリッジドライバーを設計するのが初めてです。出力のリンギングで問題が発生しています。私はそれのためにPCBを作りました。これは、ボードの上面の写真です。 裏側 L6498ドライバーへの入力、250nsのデッドタイム フルブリッジの無負荷出力電圧 無負荷変圧器が取り付けられた出力CH1：変圧器電圧CH2：変圧器電流 完全セットアップ 私が抱えている問題は、負荷が取り付けられているときの出力波形の上部の発振です。トランスに負荷をかけると、リンギングが悪化するだけです。私はすべてのmosfetのゲートをテストしましたが、波形は非常にクリーンで、トランスがロードされていてもスパイクはありません。唯一の問題は、ブリッジ出力波形にあります。ボードの中央に1ufフィルムコンデンサーがあります。下の画像に示すように、mosfetの隣のメイン電圧レールに2200ufコンデンサを追加してみました。コンデンサの電流を測定するための電流トランスもあります。 電解コンデンサを追加すると、変圧器を接続したまま出力波形が改善されます。CH1：フルブリッジ出力電圧CH2：電解コンデンサ電流。 この問題は、フルブリッジに非常に軽い負荷がかかると、電解キャップが熱くなることです。高負荷では、コンデンサを流れる電流はピーク時に約30アンペアでした。コンデンサは非常に熱くなりました。電源レールにさらに容量を追加するとリンギングが改善される場合、どのようなコンデンサを使用すればよいですか？大きなフィルムコンデンサはリンギングに役立ちますか？リンギングはレイアウトの問題ですか？その場合、PCB電力トレースを短くする必要がありますか？

9 power-supply  capacitor  mosfet  switch-mode-power-supply  layout 

スイッチング電源の平均寿命についてはインターネット上に多くの記事がありますが、それらのほとんどは、PSUがほぼ全負荷になっている状況について説明しています。私はスタンバイ状態が必要な電子機器を設計していますが、出力が24V-5AのCOTS PSUを使用しています。たとえば、次のようになります。 私のデバイスの消費電力はほぼ次のとおりです： 全負荷に近い状態で5％の時間。 全負荷の20％で時間の55％。 スタンバイ時の時間の40％（全負荷の約1％）。 すべてがPSUの品質と設計仕様に依存していることは知っていますが、中国のサプライヤーは自社の製品に関する十分で信頼できる情報を提供していません。責任あるサプライヤーから購入していますが。 通常、私のPSUの寿命は10年と期待できますか？ 負荷消費に関係なく、入力コンデンサ（AC電圧が高い場合）またはオプトカプラは数年後に破壊されると言う人もいます。本当ですか？はいの場合、テレビのように長年AC電源を使用している他の電子システムで、この問題をどのように解決しましたか？

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