ATtiny84aに基づくバックスイッチングレギュレータ—批評してください！

これは、PWMコントローラーとしてATtiny84aに基づくバックレギュレーターを設計する試みです。それは、4S LiPoバッテリー（12.8-16.8ボルトで）から、10-14V入力を受け入れるサーボモーターを駆動するために使用される、適切に調整された12V出力に移行する必要があります。特に定格12Vのトルクが欲しいので、4S LiPoは少し高すぎ、3S LiPoは少し低すぎます。この設計は、40アンペアのワーストケースを提供することを目的としています（モーターの大部分が停止します）。

10-15Aの範囲を離れるとすぐに、すべてのDC DCコンバーターは工業用に設計されており、ケースが重いため、非常に高価であり、24V入力を必要とするか、または他のそのような不一致があるため、これらの1つを購入することはできません。私の現在の要件で。

アイデアは、AVRに組み込まれたアナログコンパレータを使用して、ターゲット電圧の過/過を検出し、不足が検出されたときに一定の持続時間のパルスを生成することです。

これをブレッドボード上に構築し、高出力パスのコンポーネントリードにはんだ付けされた20ゲージのワイヤーを使用します。

レイアウトを行うときに、「スイッチングノード」とフィードバックパスをできるだけ短くすることを知っています。また、使用されていないすべてのブレッドボードトレースを接地して、貧しい人の接地面を作りました。

私は、飽和電流が私の最大出力電流と一致するチョークと、飽和電流が私の最大出力よりも高いバックインダクタを選択してみました。

94 uFと3.3 uHのコーナー周波数は約9 kHzであり、AVRはそれよりもはるかに高速で動作すると思います。不足電圧が検出されるたびに5 usのパルスが発生したと考えています。その後、再び戻って不足電圧を探します。これにより、200 kHzの最大周波数（100％に近いデューティサイクル）が得られます。

そして、これが回路図です：https : //watte.net/switch-converter.png

コメントで取り上げられた懸念事項（不正なP-FET極性、キャッチダイオード/ MOSFETなし）に加えて、一目で気になる懸念事項がいくつかあります。

• マイクロコントローラーはQ1のゲートを非常に強く駆動できないため（通常、GPIOピンは数ミリアンペアしか供給できません）、ターンオンとターンオフが非常に遅くなります。これにより、ハイサイドスイッチの動作が制限されます。

• Q1にゲートソース抵抗がないため、MOSFETをオンまたはオフに保つGPIOにのみ依存しています。GPIOピンがハイインピーダンスになると、ゲートが環境から電荷を拾うと、MOSFETがオンになることがあります。

• 70R Pチャネルゲート抵抗がしっかりとオンになっている場合（Q1が飽和している場合）、それは燃焼します

  $D \cdot \dfrac{(16V)^2}{70 \Omega} = D \cdot 3.65W$

  Dが高くなるので、これはクレイジーなハイパワーです（入力は出力に近い）。また、流れる225mA程度はQ1でも燃焼するため、比較的小型のデバイスであるため、正常ではありません。

  $V_{GS}$$V_{GS}$

  • 純粋に抵抗性のフィードバックネットワークは悪い考えです。あなたは本当にいくつかの補償やフィルタリングが必要です。コンパレータは超高速であり、スイッチングノイズ、ピックアップ、リップルなどに反応する可能性があります。ゲインと位相を制御するために補償付きのエラーアンプを使用しているようには見えないため、いくらかのキャップが必要になります。 R5全体で（そしていくつかの運）。

  • パワートレインに電流監視または過電流保護がありません。

  • パワートレインに過電圧保護がありません。

  • パワートレインには過熱保護機能がありません。

  • パワートレインに入力逆極性保護と入力ヒューズがありません。特にソースがバッテリーベースの場合、大きなノーノー（大きな短絡ソース機能）。

既製のアナログ同期バックコントローラーを使用する場合、これはより簡単なプロジェクトです。なぜATtinyをこれに使用したいのか分かりません。

そうは言っても、これは一気に単純なプロジェクトではありません。あなたの回路図は大部分が不完全であり、どの電源（特にあなたのような高出力レベルで動作するもの）が必要とするであろう基本的な安全保護を欠いています。

要件について考え、すべての損失を計算し、いくつかの保護を設計して、収益を戻します。2。

以下のために降圧レギュレータを設計しています。

• 大容量LiPoバッテリーからのVin 12.8〜16.8ボルト。
• 12V @ 40AのVout。
• 制御手法は、一定のオン時間と可変のオフ時間です。

マッドマングルマンによる良い答えの後でも、注意すべき追加の事柄があります。この設計の主な難点は、処理される高電流です。主に電力処理コンポーネント、電力変調器、およびフィルタリングに注目します。

• $\text{D } \text{Iout}^2 \text{Rds}$

• ゲートドライブ。この設計には適切なゲート駆動がありません。特に電源を切るために。70オームでCissが3500pFのFETをオフにすると、オフ時間は少なくとも500nSecになります。これは、FETでのスイッチング損失が非常に大きくなることを意味します。この設計には、はるかに優れたゲートドライブが必要です。とにかくゲートドライブを改善する必要があるので; NチャネルスイッチングFETに変更し、ゲート駆動IC（IR2104またはLM5104など）と一致する同期整流器を使用すると非常に有益です。

• ヒステリシスコントロール。オン時間一定、オフ時間可変制御に問題はありません。ヒステリシス制御は（注意してください）うまく機能し、優れた過渡応答を持っています。しかし、ここでの問題は、uCでコンパレータを使用することです。追加のヒステリシスを提供するには、コンパレータにアクセスする必要があります。したがって、ヒステリシスを備え、応答時間が500nSec未満のコンパレータを追加する必要があります。約100mVのヒステリシスを追加する必要があります。

• 出力フィルター。良いインダクタ、L1。40Aにリップル電流が加わると、飽和に近づきます。現在の部分が多い方が良いでしょうが、大きな問題ではありません。出力コンデンサC1とC2はセラミックであるように見えます。これは良い選択であり、リップル電圧〜100mVに対して20 mOhms未満の合計ESRを持つことができるはずです。興味深いのは、最大負荷（約0.3オーム）での負荷抵抗が出力フィルターの特性インピーダンス（約0.2オーム）に非常に近いことです。これは幸運です。これは、フィルターが十分に減衰していることを意味するため、後で詳しく説明します。この電源でモーターを駆動するだけの場合は、第2ステージのフィルター（L2、C3）は必要ありません。

そこに存在する必要があるいくつかの関数が省略されています：

• 現在の制限は、あなた自身の安全のために、他に何もなければ、それが必要です。処理されている電流の量により、驚きが急に発生する可能性があります。電源スイッチの上部が爆発的に底部から離れ、飛び降りて天井に突き刺さるまで生きていません。とにかく、たとえそれが単なるヒューズであっても、何らかの電流制限があります。

• 入力フィルター。システムの他の部分については明確ではありませんが、この電源の入力が大量のEMIの原因になります。通常、これは大きな問題になります。

ここでも入力インピーダンスが問題になります。スイッチングレギュレータは負の入力インピーダンスを持ち、（残念ながら）良い発振器を作ることができます。LiPoおよび配電ネットワークのソースインピーダンスは、発振を防ぐために電源の入力インピーダンスの1/2未満である必要があります。大容量のLiPoバッテリーのインピーダンスは約20ミリオームだと思います（ただし、これは経年変化に伴います）。電流出力フィルター（C1とC2のL1）を備えたこの電源の全負荷（40A）での入力インピーダンスは、最低でも約100mOhms（9KHz）であり、ソース分配ネットワークのインピーダンスが低く保たれていると見栄えが良くなります。ただし、40Aの負荷で非常によく見えた出力フィルターの減衰は、負荷が10Aに低下した場合はそれほど良くないことを思い出してください。つまり、10Aの負荷では、入力インピーダンスの最小値が約50ミリオーム（9KHz）に低下します。これは、ソースの配布を非常にタイトで問題のあるものにします。これは、パラドックスです。可変出力フィルターの減衰によって引き起こされる軽負荷の問題です。