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TIDA-00121にある回路の機能を理解しようとしています（ここからデザインファイルをダウンロードできます）。 これは、PVが直接グラウンドに接続されていないという事実に関係していると思います（ソーラーパネルの電圧が低すぎて逆電流がパネルに流れないようにすると、逆電流MOSFETがオフになることがあります）。 （ソースコードからの）伝達関数については、マイクロコントローラー側の電圧は次のようになります。 V = 0.086045Pv-0.14718475V（PVはパネル電圧）。 これは、Vref = 2.39,10ビットADCとソースコード方程式から抽出されました。 パネル電圧= 36.83 * PV-63 ソースコードから私の仮定を確認するには： バッテリー電圧= BV * 52.44 バッテリー分圧器のマイクロコントローラー側の電圧に屈する： 分圧比であるV = 0.122BV（14K / 100Kネットワーク） 質問は： PNPトランジスタネットワークの役割は何ですか？ マイクロコントローラ側の電圧の伝達関数を計算する方法は？ どうもありがとうございました。

9 microcontroller  adc  interface  pnp 

12ビットの6.4Mhz ADCを使用してセンサーの読み取り値を記録しています。 超音波ドップラーシステムです。DACはTX周波数を生成するために使用され、その周波数は移動ターゲットから跳ね返され、超音波センサーを介して受信されます。 私のテスト環境では、この読み取り値の振幅は時間の経過とともにかなり一定しています： ただし、センサーを現場に設置すると、この奇妙な振幅変調タイプの干渉がわかります。 追加の周波数が受信される/録音に干渉する干渉に精通していますが、これが原因で、振幅がポイントで低下しているように見える原因がわかりません。 これが何と呼ばれるかわかりませんが、名前はありますか？そして、さらに重要なことに、この動作を引き起こすのは何でしょうか？ より詳しい情報： FFTを使用したその他の結果： これはディスプレイアーティファクトではありません。「ゼロクロッシング」の1つにズームインします。 私はこれをMatlabで200 Hzの正弦波とadcデータを混合して再現しました。 2つのFFTピークのそれぞれの上部には、1つではなく2つの異なる周波数の極大があります。

9 adc 

これはばかげた質問かもしれませんが、インターネット上で直接対処されている場所を見つけることはまだできていません。また、関連するいくつかの質問がインラインであり、あまり話題から外れないようにしてください。 プロギアでは、ラインレベルのオーディオ信号はおよそピークツーピークで約3.5Vですが、オーディオ回路がなぜ+/- 12v以上のレール電圧を日常的に必要または推奨しているのですか？ これは純粋にヘッドルームのものですか？または、オペアンプの非線形性は電源電圧に依存しますか？ または、より安価なコンポーネントをサポートするには？TL072のデータシートを見ると、最大出力電圧は、負荷抵抗が低くなると（2kオーム）、レールの2/3まで低くなることがありますが、通常、10kオームの負荷の場合、レールの90％です。しかし、レールツーレールであるハイエンドのオペアンプを使用することもできますか？ この質問を促す主なことは、Cirrus CS4272のデータシートと評価ボードの回路図/データを見ることです。その場合、ADCは0vから5vで動作しますが、入力バッファーに+/- 18Vのバイポーラ電源を使用することを選択します。その特定の例では、最悪の場合の出力スイングがレールの80％であり、+ /-3vまでのレールをサポートするNE5532D8を使用しています。 では、ADCが0〜5vのオーディオしかサポートしていない場合（おそらく2.5v前後にバイアスされている）、+ /-18V電源を使用するのはなぜですか。 データシートによると、この回路ではスケーリング（ゲインまたは減衰）も発生していません。 XLRコネクタは、ユニティゲインのAC結合差動回路を介してCS4272アナログ入力を提供します。2 Vrmsの差動信号は、CS4272入力をフルスケールに駆動します。 したがって、ラインレベルを超える信号はすべて、ADCによってクリッピングされてしまいます。オペアンプではなく、ADCにクリッピングがある方が良いですか？それでも、出力段にはより高いレールが必要ですが、それでも最大3.5vのピークツーピークのラインレベル出力信号しか提供されませんか？ 5V単一電源ADCを駆動する状況で、より高いバイポーラ電源で入力段を使用することが、5Vの単一電源でLT1215のようなものを使用するよりも優れている理由は何ですか？（私はこの特定のStack Exchangeで10の評判がないため、リンクを投稿できません...グーグルするのは簡単です） ありがとう！

9 operational-amplifier  audio  adc 

この質問について 私は電子工学の経歴を持っていません。これは、I2Cを介した通信とレジスタへの書き込みに関する最初の課題の1つなので、私の側からあまり多くの知識を推測しないでください。Arduinoをプログラミングしています。 特定の電子部品/チップについて尋ねるとき、私は人々が私に正しい答えを与えるために実験/テストを行うことができないと思います。また、人々がこのコンポーネントを知らないことも期待しています。したがって、私はこの質問に多くの情報を追加しようとします。 さらに情報が必要な場合はお知らせください。 コンポーネントには4つのADCがあります 4チャネルコンポーネントMCP3424（データシート）を使用しています。2つのパッケージで提供されます。MCP3422またはMCP3423 2チャネルバージョンではなく、MCP3424 E / SL、4チャネルSOICバージョンを使用しています。 ADCは4つあると思います。RS-Onlineでは、E / SLバージョンには4つのADC（ダイレクトリンク）があるようですが、E / STには1つ（ダイレクトリンク）しかないようです。 これは、複数のチャネルで同時にサンプリングできることを意味しているに違いないと思います。コンポーネントに複数のADCを配置する他の理由はありません。 私は正しいですか？ I2Cを介した通信 通信は、1つの構成バイトを送信してから、サンプリングが終了するのを待ち、結果を読み取ります。 構成バイトのフォーマット 興味深いものは次のとおりです。 左からビット3、1から数えて：連続サンプリング 左からビット1と2、1から数えて：アドレス 構成バイトの詳細については、18ページのデータシートを参照してください。 読み取り結果のフォーマット 私の例では、18ビットの解像度（ビット5および6を1に設定）のみを使用します。リードバックの結果は4バイトになります。最初の3つは値を含み、4番目は構成バイトを含みます。 ただし、左端のビット！RDYは、値が「新しい」かどうか、つまり最後の読み取り以降の新しい読み取りかどうかを示します。初めて1つの結果を読み取る場合、値は0であり、ADCが新しいサンプル値で準備ができるまで、後続の結果は1です。 並行してサンプリングせずに使用する方法 私はこれを行う方法を完全によく知っています。そして、私がオンラインで見つけたすべての例、これも簡単です。構成バイトをコンポーネントに書き込んでから、値を読み取るだけです。 各チャネルを自動的に誤ってサンプリングするように設定し、チャネルを並行して読み取る方法 疑似コードは次のようになります setup(): start sampling channel 1, 18bit, 0gain, continuously start sampling channel 2, 18bit, 0gain, continuously start sampling channel 3, …

9 arduino  adc  i2c 

音源定位のために複数のチャンネルからオーディオサンプルをキャプチャすることを目的とした回路を設計しています。 各チャネルには、13ビットADCに入る前に、次の2段オペアンプ回路があります。 音源を最大10KHzまで定位できるようにしたいのですが、帯域幅が広いほど良いです（コンデンサーマイクは最大で約16KHzを処理できると思いますが、100％確実ではありません）。 サンプリングが速いほど、空間分解能が向上します。約75KHzのサンプルレートを絞ることができます。 質問 ADCの前にアンチエイリアスフィルターについて心配する必要がありますか？私が理解しているように、エイリアシングはナイキスト制限以下で操作した場合にのみ発生するため、理論上の最大周波数成分である75KHz / 2が私の制限となり、必要以上に高くなります。 アンチエイリアシングフィルターが必要ない場合、出力の不要なノイズを除去するために他に何をする必要がありますか？スコープを見ると問題ないようですが、これは1つのチャネルが構築されている場合のみです。同じボードに5つのチャネルすべてを追加すると、互いに干渉するのではないかと心配しています。

9 operational-amplifier  adc  filter  active-filter 

ほとんどのマイクロコントローラー（uC）には、周辺機器セットの一部としてアナログデジタルコンバーター（ADC）があります。これは、2つのコンポーネントを1つのパッケージに統合するため、驚異的です。これらのADCは通常、レジスタマッピングも行われるため、データをすばやく簡単に抽出できます。 この緊密な統合にもかかわらず、外部ADCを購入できます。私はこれらのいくつかのケースを見ることができます： ADCはuCから分離する必要があります。 ADCサンプルのビット深度は、uCのADCよりも高い必要があります。 感知する電圧はマイクロコントローラから遠く、長いアナログラインは受け入れられません。 検出する電圧は、uCに適していない過酷な環境にあります。 外部ADCは、uCのADCよりもはるかに高速にサンプリングします。 一部のサンプルの基準電圧は他のサンプルとは異なり、複数のVrefピン（したがって複数の外部ADC）が必要です。 現在のuCには十分なADCチャネルがなく、新しいuCを配置するコストは法外です。 外部ADCはuCのADCよりも消費電力が少ないです（それを信じるには例が必要です）。 ADCチャネルは同時にサンプリングする必要があります（まれなシナリオ）。 製造時のファームウェアのプログラミングコストは、より高価なADCパーツのコストを上回ります（あまりありません）。 PCBにはスペースの制約があり、uCは適合しません（まれに）。 これは問題なく機能しますが、奇妙なことに、外付けADCは通常、対応するuCのものよりかなり高価ですが、同等の機能を提供します。たとえば、12ビット1Msps ADC（内部リファレンス付き）を備えたEFM32Zパーツを約$ 1で購入できます。または、同等の12ビット200ksps ADCを約$ 3.50（同じ速度（ish）、比較的同じ電力値など）で購入できます。同じタスクを実行します（ADCデータの抽出）。 質問は次のようになります。後者が同じ機能を実行できるときに、エンジニアがuCのADCよりも外部ADCを好む説得力のある理由はありますか？

9 microcontroller  adc  analog  components 

はじめに アダプティブアンプに関するこの質問への回答として、可変条件に対処するために、より高い分解能のADCを使用する方が経済的であるため、増幅を心配する必要がなく、スケーリングを実行できることが推奨されましたソフトウェアで。 概観 身体に取り付けられたテキスタイルベースのストレッチセンサー用のデータ収集回路を設計しようとしています。テキスタイルは、伸ばされると抵抗が変化します（約1桁、10 ％ -100k、30％ストレッチ）。正確な範囲は、テキスタイルがどのようにカットされるか、汗で濡れているかどうか、温度、材料の古さ、取り付け方法などによって異なります。手に取り付けるため、全体をできるだけ小さくする必要がありますなので、コンポーネントの数を最小限に抑えることは大きなプラスです。ΩΩ\OmegaΩΩ\Omega さらに、パフォーマンスが低下する可能性のある他のアプリケーションで回路を再利用できるようにしたいと考えています。たとえば、より安価なバージョンのテキスタイルを使用している場合、私の抵抗範囲は100から300と悪くなる可能性があります。ΩΩ\OmegaΩΩ\Omega 信号経路 [テキスタイル]-> [ホイートストンブリッジ]-> [ローパス]-> [計装アンプ]-> [ADC]-> [AVR] 必要条件 そこで、私の要件を満たすADCを探しています。ADCは次のとおりです。 16ビット+ 可能な限り使いやすい：すでにAVR / Arduino用に記述されたインターフェイスコードがある場合は、はるかに優れています... ...同時に、可能な限り包括的：ローパスフィルターとPGAが組み込まれた一部のADCを確認しました。構成に問題がなければ、なおさらです。 8以上のチャネル、または実装が簡単な場合は、2x 4以上のチャネル。編集：ホイートストンブリッジを使用している場合、おそらく8つの差動入力チャネル（つまり16チャネル）が必要です... 動作電圧は問題ないと思います...（5Vを超えない限り最高） 表面実装 安価である必要はありません（1回限りです） SPIとI2Cは関係ないと思います... 100 Hz以上 研究 これまでのところ、グーグル検索で次のチップを見つけました。 リニアデバイスは、私がお勧め見てきたそのうちのいくつかは、様々な16-24bitデルタシグマADCを提供します：http://parametric.linear.com/html/no_latency_delta_sigma_adcs?p=5312974 Microchipにはさまざまなオプションがあり、そのうちのいくつかは推奨されています。http：//www.microchip.com/ParamChartSearch/chart.aspx？ branchID = 11022＆mid = 10＆lang = en＆pageId = 79 アナログデバイスには、アンプとフィルターを備えた多数の包括的なデータ収集チップがあります（外部信号処理の必要はありません）。 http://www.analog.com/en/analog-to-digital-converters/ad-converters/ad7783/products/product.html http://www.analog.com/en/analog-to-digital-converters/ad-converters/ad7715/products/product.html http://www.analog.com/en/analog-to-digital-converters/ad-converters/ad7709/products/product.html 私はまだTIチップを見ていません... および次のチュートリアル： http://arduino.cc/blog/2010/11/29/tired-of-a-10-bit-res-hook-up-a-better-analog-to-digital-converter/（LTC2400） http://www.arduino.cc/cgi-bin/yabb2/YaBB.pl?num=1275676171（TI …

9 sensor  adc 

ATMega168のADCを介してフォトダイオードを使用して光レベルを測定しようとしています。マイクロコントローラーコードは適切に機能しています（ピンの値を測定し、それをLEDの明るさとして報告します）が、フォトダイオードが光レベルに依存する電圧を報告するのに問題があります。 オペアンプ（ここ）でこれを達成できると思いますが、可能であればオペアンプなしでこれを実行できるようにしたいと思います。5ボルトの電源があり、フォトダイオードに0から5ボルトの値を出力させたいのですが。この目的のためにアンプを必要としない巧妙な回路はありますか？この目的のためにフォトダイオードを使用する方法を知りたいので、この質問をしています（LDRを使用したくない）。ありがとう！ 編集する そうそう、これが私が使っているフォトダイオードのデータシートです。

9 sensor  adc  light  photodiode 

プロジェクトにPIC12F675を使用していますが、1つの点を除いてすべて正常に動作します。GP4はデジタルIOとして機能しません。設定とコードをよく見てきましたが、何も見つかりませんでした。 構成： #pragma config FOSC = INTRCCLK #pragma config WDTE = OFF #pragma config PWRTE = OFF #pragma config MCLRE = OFF #pragma config BOREN = ON #pragma config CP = OFF #pragma config CPD = OFF コード： #include <xc.h> #include <math.h> #include "config.h" #define _XTAL_FREQ 4000000 void delay(unsigned int …

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STM32F2で2つ目のデザインをテストしたところ、今度はSTM32F207ZFT6になりました。ADCの動作は、最初のアプリケーションと同じです-ADCの強いノイズ。 信号が接続されていない電流入力のノイズ： 注：上記の信号グラフでは、垂直軸はボルトではなくADCビット単位です！; 凡例„ [V]“と混同しないでください。このテストでは、変更されたプログラムを使用して大まかなADCデータを確認しました。 次に示すように、CPUのアナログピンがGNDに短絡した場合でも、同じノイズが発生します。 私の意見では、サンプリングされた信号には30 LSB以上の永続的なスパイクがありますが、5〜10 LSBを超えることはできません。 別の詳細： 2面PCB、底面には他の接続がありますが、そのほとんどはGND信号で注がれます-デジタルとアナログの両方に共通で、アナロググランドは分離されていません。ボードの消費は最小限で、100 mA未満なので、そのようなノイズが発生することはないと思います。 オペアンプでバッファリングされた基準電圧VREF 3.3V、100nFとタンタル10uFで並列にブロック、VREF / 2と同じ。各プロセッサの電源ピンは100nFのキャップでブロックされています 以前のアプリケーションでは同じ設計概念を使用しましたが、使用したプロセッサはAduC834でした。12ビットADCもあり、信号ノイズは数LSBのみで、問題はありませんでした。主な違いは、AduCの内部電圧リファレンスが使用され、外部リファレンスは使用されなかったことです。 プロセッサのアナロググランドピンをボードの共通GNDから切り離し、追加のワイヤで直接基準電圧VREFグランドに接続するようにテストしましたが、影響はありません。 三相ネットワーク測定装置であり、3つのアナログ電圧チャネルと3つの電流チャネルがあり、切り替え可能なゲインプリアンプを備えています。CPUオシレーター25 MHz、PLLによる内部クロック120 MHz、ADCクロックは30 MHz（技術仕様に準拠）、メインの内部クロック（したがってすべてのセカンダリクロックも）を1/4に遅くするようにテストしましたが、影響はありません。 ADCは、50 Hzのネットワーク周期ごとに128変換のレートで入力信号を定期的にサンプリングします。結果はDMAによって内部RAMに転送されます。RAMからのデータは、絶縁RS485（別のボード上）を介して転送され、プログラムで視覚化されます。変換時間を最大に延長しようとしましたが、効果はありません CPUを除いて、3つのオパム、2つのアナログスイッチ、I2C温度計、および3つのULNスイッチ（テスト中は未使用）、リニアLF33スタビライザー、通常は別のボード上のスイッチャーからの5V DCから電力が供給されますが、テスト中にスイッチャーは切断され、LF33は透明な実験室の5V DC電源から給電されました。プロセッサオシレータ以外はボードで発振できないと確信しています。 オシロスコープで信号を確認しても決定的な結果は得られず、信号が弱すぎる このプロセッサフ​​ァミリのADCパフォーマンスの経験がある人はいますか？ 信号強度について：アナログ入力が短絡している場合でも、オシロスコープで5〜10 mV（ピークツーピーク）のノイズが見られます。基板にはんだ付けされた最小接地線長の同軸ケーブルで測定しました。標準プローブでは、おそらく接地が悪いためにノイズが約2倍高くなりました（一般的なEMCノイズ？）。 これは私のボードの画像です： そして、ボードの底： 上記で報告したように、信号が接地されていても、ADC変換されたデータには約30 LSBのノイズが残っています。

9 adc  noise  stm32 

Arduino ADCから10ビットを超える精度を取得しようとしていますが、その背後にある理論を実際に理解することはできません。よく引用されるAtmelアプリケーションノート（http://www.atmel.com/Images/doc8003.pdf）は、 通常の平均化では変換の分解能が向上しないことに注意してください。間引き、または補間は平均化方法であり、オーバーサンプリングと組み合わせて、解像度を向上させます それから彼らが「間引き」のために提案するのは小数点を動かすことです。これは、移動するすべての場所のバイナリ読み取り値を半分にすることになるため、ベース10の値を2または4または8で除算するか、何を使用するかを決定します。デシメーションが間違っていると理解していますか？

8 arduino  adc 

私は現在、MCUとその周辺機器、特にオンボードADCを特徴づけようとしています。ただし、通常のテスト手順（ENOBの場合は正弦波、DNLとINLの場合はのこぎり波）を実行すると、結果がやや悪いことがわかります。要するに、ADCは「12ビット」です。つまり、ADCは約10ビットの解像度を期待します。ただし、何を試しても、ENOBは約8.5ビットでプラトーになっているようです。DNLとINLの場合も同様です。信号が64倍にオーバーサンプリングされたときに、私が得た最良の結果が得られます。44ページのデータシートには、約±3 LSBのDNLが予想されると記載されていますが、これはオーバーサンプリングしたときに得られるものです。生信号のピークは約7 LSBです。これまでに試したことがいくつかあります。 ADC入力とグラウンドの間に10 nFのコンデンサを配置します（これはある程度機能します-これがなければENOBは7.5です） 4x、8x、および他のいくつかの256xまでのオーバーサンプリング。これは-当然のことながら-結果は改善されますが、それほど大きくはありません。オーバーサンプリングが大きいほど良い結果が得られますが、4xはオーバーサンプリングがない場合とほぼ同じです。 ADCモジュールのクロックを遅くし、サンプリングウィンドウを増やします。これらのどれも特に効果的ではありませんでした。サンプリングウィンドウを大きくすると、ENOBとDNLに小さなプラスの影響がありました。時計を遅くしても効果はありませんでした。 同様に、外部または内部参照を使用しても効果はないようですが、私は外部参照で多くの実験を行っていません。いつかそれを読む可能性のある人のリファレンスの小さな編集 - 私のケースで外部リファレンスを使用すると、より悪い結果が得られました。言い換えると、私のMCUの内部リファレンスの方が正確であるように見えます。または、外部リファレンスが思ったほど良くありません。 さて、問題は、どの時点でADCの品質が悪いか、なんらかの形で損傷を受けていることを受け入れるかどうかです。ADCの特性を改善するために他にどのようなテストを試すことができますか？関数発生器で入力信号を生成していることに注意してください。この時点で私は行き詰まっている-つまりフォーラムのスレッドが足り なくなって 読んでいる -本当に助言をいただければ幸いだ。

8 microcontroller  adc 

バッテリーの充電/監視プロジェクトでバッテリーの電流と電圧を測定しようとしています。電流検出（ハイサイドとローサイドの検出を含む）についてすべて読みました。また、他の電流測定デバイスと比較して正確であるため、電流測定にはシャント抵抗を使用することにしました。私のバッテリーはリチウムイオンバッテリーで、このバッテリースタンドの最大定格は（4.3V、40A）です。 ただし、ADCを使用して電圧と電流を測定する方法、つまり、シングルエンドで測定するか差動で測定するかについて混乱しています。私の回路の非常に大まかなスケッチを以下に示します。（このADCはマイクロコントローラーとインターフェースされます） バッテリーは、充電目的でバックコンバーターに接続されているのが分かります。そして、ADCも見ることができます。 （私のスケッチは正確ではないかもしれませんが、ここと図で私が書いたすべてのことを意味することに注意してください） 私が思うに、この方法でバッテリーの電圧と電流を測定しようとすると（下の画像に示すように）、私の電圧は差動になります（バッテリーのマイナス端子が直接接地されていないため、間にシャントがあるため）電流を差動入力ADCに供給する必要がありますが、シャントの1つのレッグが接地されているため、電流は最後に1つ測定されます。 そして、この方法でバッテリーの電圧と電流を測定しようとすると（下の画像に示すように）、電圧は片端で終了し（バッテリーのマイナス端子が直接接地されているため）、電流測定は差動で実行する必要があります（シャントが電源とバッテリーの間に配置されているため）。 今、私はADCの専門家ではありませんが、ADC（およびそれらのデータシート）について読んだ限り、ADCにシングルエンド入力と差動エンド入力の両方がある場合は、シングルエンド入力ADCとして使用するか、または使用できます。差動終端入力ADCとして。つまり、これを単一入力と差動入力の両方として同時に使用することはできません。 それが私の質問です。それに対する解決策は何でしょうか？シングルエンド入力用と差動エンド入力用の2つの異なるADCを使用しますか？ または、電流と電圧の両方を差動で測定して、両方を差動エンド入力ADCとして構成された単一のADCに供給することはできますか？PS私はこれらの量を可能な限り高精度で測定することになっているため、シングルエンドから差動エンドAMPを使用することを楽しみにしておらず、そのようなAMPを導入するとシステムの測定精度が低下します。 それで、両方の量を微分して測定できるかどうかという疑問が残りますか？以下の図に示すように、電圧測定接続を差動終端入力ADCの「+」および「-」入力に供給するだけです。この場合、バッテリーのマイナス端子は接地電位になるので、差動入力ADCの「-」端子に給電できますか？（私は電子工学の分野で多くの知識を持っていないので、それが可能かどうか、または私がここで尋ねていることはまったく愚かですがわかりません） 親切なコメントをいただければ幸いです。 ありがとうございました。 ありがとうございました。

8 adc  differential  single-ended 

プロセッサー：PIC18F66K22 コンパイラ：C18（XC8も問題ありません） AN4アナログピンの電圧を測定するコードを作成しました（そしてテストに成功しました）。 今、私は何か他のことを試したいのですが、それが理論的に可能かどうかはわかりません。 私のテストボードにはPICプロセッサがあり、VDD、AVVDが電源に接続されています（範囲は0（バッテリーが空の場合または接続されていない場合）から4、2（フルバッテリー）まで）。 ADCを使用してボードのVDD（-in）を測定できますか？ 何故なの？： それはANxピンではありません、ADCにそれを測定させる方法がわかりませんか？（チャネル？） VDD（-in）の電圧が低下した場合、ADCの基準電圧も低下しますか？（私のPICが3,3Vしか得られない場合でも、ADCはそれが100％であると言います（チップの最大電圧として、リファレンスも3,3Vです）。 なぜ/何を尋ねますか？： チャネル30（VDDCORE）だけを測定できますか？ VrefをVddに設定して、A / Dコンバーターで高精度電圧リファレンスを測定できますか？（わからない） または、VDD-inからANxピンにワイヤを追加できますか？ VDD-inが約3,4Vの場合、内部VREF +（4.096V）は4 + Vのままですか？そうするようなトランスフォーマーの種類はありますか？ 内部VREF +（4.096V）はバッテリーの最大値（4,2V）より少し低いですが、これはADCを損傷する可能性があることを意味しますか？または、バッテリーがいっぱいになると結果が最大になります。（4,096Vのうち4,2V） エレクトロニクスに関する私の知識は「低い」ことに注意してください。私は教育のソフトウェアの部分についてより多くを学びましたが、それは組み込みエンジニアリングの重要な部分であるため、（組み込み）エレクトロニクスについてもっと知りたいです。（私の学校がこれを見ていないのは悲しいです。）

8 pic  adc 

マイクロコントローラを使用する場合は、電源ピンとグランドの間にフィルタ/デカップリングコンデンサを配置することをお勧めします。この実装の目的、つまりコンデンサの両端の電圧が瞬時に変化することはないということを理解していますが、特異なコンデンサとローパスフィルターの顕著な違いは何ですか？ These are not calculated values; I inserted this just as an illustration. この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 たとえば、ADC基準電圧にクリーンな電源を提供して入力電圧を比較したい場合、高周波の変動を排除するローパスフィルターを実現するか、適切なサイズのコンデンサを挿入するだけで済みます。 私の直近の考えでは、単一のコンデンサの初期電流需要はMCUの最大定格を一時的に超える可能性がありますが、抵抗を使用すると、この電流は制限されます。ADCに負荷をかけないように、フィルターの出力インピーダンスが無限になるように設計できる可能性があるのは、LPF（抵抗付き）の場合ではないでしょうか。同様に、コンデンサだけで十分な電圧フィルタリングが提供されますが、出力インピーダンスが低くなりませんか？ フィルタリングの各実現の長所と短所は何ですか？デザイナーはどちらを使用する必要がありますか？ 他に何か考えはありますか？

8 adc  filter  low-pass