タグ付けされた質問 「boost」

5Vの入力と出力、5VのVinを持っているので、私は通常、プロジェクトにArduinoを使用します。これにより、5Vのコンポーネントとのインターフェースが非常に簡単になります。このプロジェクトでは、ディスプレイに接続したいので、Raspberry Piを使用します。Piは5Vで駆動されるため、簡単です。ただし、3.3VI / Oピンがあり、インターフェイスするデバイスは5Vです。 5V入力ピンを備えたデバイスがあり、5Vに駆動する必要があります。デバイスには5V出力ピンがあり、デバイスは出力時に5Vに駆動します。 5Vと3.3Vのデバイス間で双方向に変換したことがありますが、それはアクティブLOWのロジックレベルシフターでした。この回路は、トランジスタとダイオード、2つのプルアップ抵抗を備えた典型的な回路です。このアプリケーションにはアクティブHIGHが必要です。ありがたいことに、このプロジェクトには双方向I / Oは必要ありません。 5Vから3.3Vの方向では、粗い分圧器が機能します。 しかし、3.3Vから5Vの方向については、簡単な解決策がわかりません。いくつかの検索を行い、ブーストコンバーター（DC-DCブーストコンバーター）があるようですが、ディスクリートコンポーネントからそれらを構築するには、スイッチングを駆動するPWM回路を構築する必要があります。 アクティブな低ロジックレベルシフターに匹敵する複雑さで、これを達成するための簡単な方法があるのではないかと思っていました。

35 level-shifting  boost  logic-level 

DC電圧をブーストする最も安価な方法は何でしょうか？ 目的は、1.2 V / 1.5 V（AA / AAAセルから）を3.3 Vに変換して、Atmel ATtiny45やATtiny2313などの小型8ビットマイクロプロセッサに電力を供給し、（可能であれば）6 Vをブザーに電力を供給することです。 また、アルカリ電池を3.3 V / 6 Vにブーストした後、アルカリ電池から安全に引き出せる最大電流はどれくらいですか？ 最後に、一定の消費量が与えられた場合、アルカリ電池の持続時間をどのように計算できますか？

27 batteries  voltage  dc-dc-converter  boost  conversion 

モーター制御回路では、モーターが電源にフィードバックされて電源電圧が上昇し、結果として破損するのを防ぐために予防策を講じなければならないという人がいると聞きました。しかし、これはどのようにできますか？何らかの外力がモーターを加速させない限り、逆起電力が供給電圧よりも高くなることはありません。それでは、どのようにして供給電圧をより高く駆動できますか？

22 motor  boost  back-emf 

私は、いくつかの神秘的な「オプション」コンポーネントを備えたブーストコンバータを含む回路を設計しており、それらを含めるかどうかを決定しようとしています。誰も彼らが何をしているのか知っていますか？最初は、それらは何らかのフィルターかもしれないと思っていましたが、今はわかりません。FitiPower FP6717ステップアップコンバータチップのデータシートは次のとおりです。

20 dc-dc-converter  boost 

アークジェネレーターを作成しようとしています。marxジェネレーターについて読みましたが、次の図のようなよりコンパクトなモジュールを探しています。私が見つけたものはすべて偽物のようで、実際に彼らが宣伝しているものの1/10以下を供給しています。 （非連続）超高電圧アークを生成する信頼できる方法はありますか？

16 voltage-regulator  boost  high-voltage  arc 

この回路が私に調整された5Vを与えることができる理由を私に説明してください？私はジュール泥棒の部分を理解していますが、なぜレギュレーターの部分が機能するのですか？ この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 特に、1117とMCUの揚げ防止にツェナーダイオードD2が重要である理由と、キャップC1を常に完全に充電してはならない理由は何ですか？ - 編集 - あなたは閉ループ設計を提案しているので、これは良く見えますか？（MCUがパルス電源レールをうまく取り込めないことを思い出してください。そのため、適切なレギュレーションを達成するために、できるだけ少ないヘッドルームでLDOを維持します。） この回路をシミュレートする 上記の機構は、Olinが提案した抵抗器を含むように変更されています。 - EDIT 2 - これはより少ない損失で機能しますか？ この回路をシミュレートする この回路図でR2を微調整して、C1の両端の電圧が6Vを超えるとJFETがピンチオフするようにします（ここでは1117の十分な余裕があります）。

15 protection  boost 

LTSpiceのシミュレーションを通じて、スイッチモード電源の基礎を理解しようとしています。 教科書でよく示されている指導モデルに従って、非常に単純なブーストコンバーター回路を構築したかったのですが、おそらく実際には非常に異なるため、このことを期待どおりに動作させることはできません:) LTSpiceからエクスポートされた回路図を次に示します（ISOシンボルを使用していることに注意してください。右側のコンポーネントは抵抗器です）。 供給電圧は5Vであり、1Aの負荷電流または12Wの出力電力で12Vに上げることを目指しています。20kHzのスイッチング周波数を選択しました。私の計算では、これを行うには0.583のデューティサイクルが必要なので、オン時間は29.15 µsになります。0.90の効率を仮定すると、入力電力は13.34W、入力電流は2.67Aになります。 私をトラブルに巻き込む可能性のある仮定： おそらく、この単純な設計の効率は完全に非現実的であり、入力電流は予想よりもはるかに高くなっています。 最初はリップルをあまり気にしなかったので、インダクタとコンデンサをランダムに選びました。 スイッチング周波数が小さすぎるのかもしれません。 10msの時間でシミュレーションを実行しました（グラフィックに表示されるはずです）。 予想されるのは、ポイント2（インダクタとNMOSの間）に5Vの電圧、おそらくわずかなリップルがあり、ポイント3（ダイオードとコンデンサの間）に12Vの電圧があります。 代わりに、完全なカオスのように見えるものが出てきます-ポイント2で約11.5Vで振動する23Vのピーク電圧と、ポイント3で約17Vで振動する22.5Vをわずかに超えるわずかに低いピーク電圧が得られます 私のスイッチング周波数が低すぎるかもしれないという思いで、私はそれを200kHz（T = 5µs、Ton = 2.915µs）に増やしてみましたが、今では探しているもののようなものが得られます。ポイント2（それと0Vの間で振動）およびポイント3で12Vのピーク（約11.8Vで振動）： 電圧に大きなリップルがありました。インダクタのサイズを100µHに増やしてみましたが、影響があると思われるのは起動時の発振だけでした。そのため、静電容量を10µ​​Fに増やしましたが、それはうまくいくようで、ポイント3の電圧振動ははるかに小さくなりました。上記の画像は、10µFのコンデンサを使用した結果です。 私の質問は次のとおりです。 元のモデルの何が問題になっていますか？ 20kHzは完全に非現実的なスイッチング周波数ですか？ 20kHzのスイッチング周波数が必要な場合、回路を期待どおりに動作させるには何を変更する必要がありますか？はるかに大きなインダクタですか？ 回路が定常状態に達したときに、入力側の電圧が出力側の電圧と同じになるのは正常ですか？ コンデンサのサイズを決めるのにどの式を使用すればよいですか？

13 power-supply  switch-mode-power-supply  boost  ltspice 

私は研究プロジェクト用の電気機器を設計しています（私は博士課程の学生ですが、残念ながらEEではありません！）。デバイスの詳細については、http：//iridia.ulb.ac.be/supp/IridiaSupp2012-002/をご覧ください。 最後のプロトタイプには電源に問題があったため、新しくより良いものを設計して問題を克服しようとしました。デバイスはリチウムイオンバッテリで駆動されるため、LTC3536降圧/昇圧スイッチングレギュレータを使用することにしました：http ://cds.linear.com/docs/en/datasheet/3536fa.pdf 基本的に、ここに見られるように、1A / 3.3V電源にリファレンス実装（データシートのページ1）を使用しました： （source：ulb.ac.be） 3つの個別のグランドプレーンがあります。PGND（バッテリから供給）、GND、通常のグランド、アナログセンサーなどのAGNDです。 これは、Eagleで設計したボードです。リファレンスデザインからの逸脱に既に気づきました。たとえば、C3とC4はLTC（U3）により近い位置に配置する必要があります。 （ソース：ulb.ac.be） これは、VCCに表示される出力です（負荷の有無にかかわらず、Vin = 4.7V）ご覧のとおり、Vppは巨大です！Vin <4.3Vの場合は小さくなりますが、それでもかなり大きくなります。 （ソース：ulb.ac.be） C3とC2をLTCの近くに移動し、C7に別の1µFのコンデンサを追加することにより、少し試行錯誤を行いました。これはあまり役に立ちませんでした。次に、C7をデータシートに記載されている22µFの代わりに220µFのキャップに置き換えました。これにより、Vppは約200mVです。これははるかに優れていますが、それでもデータシートで指定されているものからはかなり遠いです。さらに、これはVin> 4.3Vの場合のみです。このしきい値を下回ると、Vppはまだ2Vを超えています。変更を行うのはブーストと降圧レギュレーションであると思いますが、どうすれば修正できるかわかりません。 今、質問： 私は訓練された目に明らかな間違いを犯したかどうか疑問に思っていましたか？ データシートに記載されているノイズが40mVしかないのに、なぜVppがそんなに巨大なのですか？ 異なる出力コンデンサにランダムにドロップする以外に、これを修正する別の方法はありますか？

12 power-supply  switch-mode-power-supply  noise  boost  buck 

ブーストコンバーターのスイッチング周波数が100kHzを超えるのはなぜですか？ 周波数が100kHzから上方に増加するにつれて、インダクタから生成されるリップル電流が減少し、インダクタの時間経過に伴う電流変化が減少し、コンポーネントがより大きく処理する必要がないため、コンポーネントを小さくすることができます（相対）電流。ただし、これらは、MOSFETのスイッチング損失による効率の低下、およびインダクタのコアによる損失によって相殺されます。 したがって、周波数を下げることで効率を上げることができるのであれば、低い周波数で周波数を切り替えないでください。たとえば、100Hz〜10kHzの範囲ですか？電力損失の主な原因として、インダクタが処理しなければならない電流の変化が大きすぎて、インダクタ配線の抵抗損失が支配的になり始めているのでしょうか？

11 switch-mode-power-supply  frequency  boost 

ミッドレンジPICで駆動される古いPCファン（4ピンPWM）からはんだヒューム抽出器を作成しています。 ファンには、電力用に最大0.28Aで12V、RPMを制御するために最大5mAで5V PWMが必要です。したがって、PICを5Vで実行するため、5Vと12Vの両方が必要になります。PICはファンに比べて電力をあまり消費しないと思いますが、IR近接センサーも用意する予定なので、ハンダ付けしているものに向かって手を動かしたときにファンの速度を上げてから、再び下げます私はこれで終わりです。 私はまだ壁のいぼまたはバッテリーを使用するかどうかを決定していませんが、利用可能なオプションの長所と短所を知りたいです。 そのため、例として、5Vの壁war子でシステムに電力を供給し、DCブーストコンバーターを使用してファンに12Vを供給できると想定しています。 または、12Vの壁war子でシステムに電力を供給し、DC降圧コンバーターを使用してPICなどに5Vを供給できます。 部品のコストと入手可能性は別として、どちらに行くかを決める基準は何ですか？これは1回限りの個人的なプロジェクトであるため、商業的な検討はそれほど重要ではありません（まだ興味深い）、私は気づいていない実用的な問題があるかもしれないと考えています（例えば、電源レール間のノイズ、効率？） これらの決定がどのように行われるかについて、誰かが私に洞察を与えることができますか？

11 power-supply  buck  boost 

制御理論についての理解は限られています。私は学校で極と零点と伝達関数を扱いました。DC / DCコンバーターに対して、いくつかのマイクロプロセッサーベースの制御方式を実装しました。これら2つの事柄がどのように相互に関連しているか、まだわかりません。知りたいのですが。試行錯誤に基づいて設計を行うこともできますが、私は自分のしていることとその結果が何であるかをより深く理解することを好みます。 回答は、システムを改善する方法ではなく、システムを分析する方法に焦点を当てる必要があります。そうは言っても、システムを改善するための提案があり、その理由を分析的に説明したい場合は、すばらしいことです。改善が分析に次ぐものである限り。 この質問のための私のサンプルシステム： C1：1000uF C2：500uF L1：500 uH スイッチング周波数：4 kHz R1：変数 入力電圧：400ボルト 出力電圧ターゲット：500ボルト 出力電流制限：20アンペア 出力電流制限を超えずに出力電圧を調整しようとしています。私は電圧と電流のセンシングを行っています。これらは、この時点で分析していないさまざまな増幅段階を通過しますが、フィルタリングが含まれています。これに続いて、100オームと1000 pFのRCローパスフィルターがA / Dコンバーターに直接続きます。A / Dは12 kHzでサンプリングします。この値は、最後の64サンプルの単極IIR移動平均フィルターを通過します。 その後、2つのPIループがあります。まず、電圧ループ。以下は疑似コードで、値はボルト、mA、ナノ秒にスケーリングされています。境界チェックが他の場所で正しく実装されていると仮定します。これらのループの構造は、積分項がない場合の最大許容ドループの点でPを定義し、次に、max'd out積分器がそのドループを正確に補償できるように積分項を定義します。INTEGRAL_SPEED定数は、インテグレーターがスプールする速度を決定します。（これは、定数をどのように設定したかに関係なく、Pと私が常に適切にバランスをとるようにするための合理的な方法であるように思えますが、他の提案を受け入れるつもりです。） #DEFINE VOLTAGE_DROOP 25 #DEFINE VOLTAGE_SETPOINT 500 #DEFINE MAX_CURRENT_SETPOINT 20000 voltage_error = VOLTAGE_SETPOINT - VOLTAGE_FEEDBACK current_setpoint = MAX_CURRENT_SETPOINT * voltage_error/VOLTAGE_DROOP #define VOLTAGE_INTEGRAL_SPEED 4 voltage_integral += voltage_error/VOLTAGE_INTEGRAL_SPEED //insert …

10 microcontroller  control-system  boost  theory  pid-controller 

電源のレイアウトについてサポートが必要です。必要な経験がないため、最初の2回のイテレーションは失敗しました。コストのかかる別の実行を避けたいのですが。 完全を期すために、前の（関連する）質問を次に示します。 昇降圧スイッチングレギュレータのノイズの問題 私のデバイスはリチウムイオンバッテリーを搭載していますが、3.3Vの動作電圧が必要です。したがって、Vin = 2.7-4.2V、Vout = 3.3Vです。私はLTC3536降圧/昇圧スイッチング・レギュレータを使用することにしました：http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/3536fa.pdf 基本的に、1A / 3.3V電源のリファレンス実装（データシートの1ページ目）を使用しました。回路図は次のとおりです。 3つの個別のグランドプレーンがあります。PGND、バッテリから供給され、LTC3536に接続されます。GND、ピン3から分岐するシグナルグランド、およびGNDプレーンから分岐するアナログセンサーなどに使用されるAGND。 これは2層ボードの最新バージョンです。赤が上、青が下のレイヤーです。LTのデモボードにかなり近いです。VBATTとVCCだけでなく、さまざまなグランドプレーンに注釈を付けました。 設計上の考慮事項 データシートで見つけた推奨事項と、前の質問で得た回答を順守しようとしました。上記のように、3つの異なるグラウンドプレーンを使用し、0オームの抵抗を使用して1点で接続します。VCCのルーティングに星のようなアプローチを使用しようとしました。AVCCは0オームの抵抗を使用してVCCに接続されています。 ご質問 以前のデザインの問題の1つは、チップの側面にあるビアを使用してU3の露出パッドを接続したことです。これには多くのスペースが必要でした。LTがデモボードに露出パッドの直下のビアを追加していることに気づきました。これが可能であることを知りませんでした-これらのビアに何か特別なことをする必要がありますか？ グランドプレーンの配置については、よくわかりません。現時点では、GNDプレーンはピン2/3から分岐しており、0Ω抵抗を使用してAGNDおよびPGNDプレーンに接続されています。この抵抗器の配置は一種のランダムな気圧です。 回路全体は、U3（ピン10）のSHDNに接続するMAX16054ソフトパワーオン/オフICを使用して切り替えられます。MAX16054はVBATTとGNDに接続されています（PGNDではありません）。これは問題を引き起こす可能性がありますか？ コメントをいただければ幸いです！

10 power-supply  pcb-design  switch-mode-power-supply  boost  buck 

私はジュール泥棒を作りました、そしてそれはかなりうまくいきますが、私が望むほどではありません。 1.2vバッテリーから3.2v LEDに電力を供給していますが、非常に暗いです。JTからの電圧を上げると改善することを期待していますが、トランジスタのデューティサイクルを上げる方法がわかりません。実際、トランジスタがオフになっている原因は実際にはわかりません。どうやらトロイダルコアが飽和し、どういうわけかオフに切り替わりますが、なぜそれが起こるのかはよくわかりません。 私は、明らかに効率がほぼ30％高い「スーパーチャージ」バージョンも試しましたが、唯一の違いは、LEDがより暗いことです。 http://rustybolt.info/wordpress/?p=221から

10 led  voltage  inductor  boost  duty-cycle 

私は最近電源を入れるのに高電圧源（〜150V-200V）を必要とするニキシー管をいじり回しています。 簡単な高電圧発生器を探してみたところ、555タイマーを使用して、170V〜200Vの調整可能で安定化された高電圧出力を得るこの回路が見つかりました。 すべての部品を入手し、ブレッドボードで試作しました。9Vバッテリーを接続し、それが私の顔で爆発しないことを確実に確認した後（たとえば、誤ってキャップを後ろに取り付けた場合）、出力電圧を測定し、負荷なしでトリムポットを調整して、適切な210V出力を得ました最大電圧。 残念ながら、ニキシー管を接続するとすぐに、電圧は約170Vまで低下しました。どれだけの電流が流れているかを正確に測定したところ、構成の効率はわずか15％でした。回路は負荷なしで入力に約100mAを消費します！ニキシー管自体は170Vで約0.8mAを消費し、入力は約120mAを消費します。 170V×0.0008A9V×0.1200A=0.136W1.080W≈12.59% efficient170V×0.0008A9V×0.1200A=0.136W1.080W≈12.59% efficient \frac{170V \times 0.0008A}{9V \times 0.1200A} = \frac{0.136W}{1.080W} \approx 12.59\% \text{ efficient} スイッチングの非効率性による損失にこれを置いたので（これはブレッドボードに配置しました）、午後はPCBバージョンの作成に費やし、見つけたSMPS PCBレイアウトガイドラインに注意深く従いました。結局、出力コンデンサC4は、250Vがまだ近すぎてカットされているため、定格が400Vのものに置き換えることになりました。指示書で提案されているフィルムキャップの代わりに、セラミックキャップも使用しました。 ただし、効率に大きな違いはありませんでした。 また、出力電圧が入力電圧に比例して変化しているように見えた。9Vでは、負荷で170Vに近い電圧を、負荷で8Vで約140Vを提供します。 だから今、私は何か明白なものを逃したか、このブーストコンバータ回路がちょっとしたことだと思い始めています。言うまでもなく、私はおそらく他のより効率的な設計を検討することになりますが、この回路がこのように動作する理由を発見することにまだ熱心です。 負荷が接続されているときの電圧降下は、555がスイッチングのために十分に長いデューティサイクルを生成していないため、出力に十分な電力が供給されていないという事実で説明できると思います。 入力電圧に比例する変動する出力電圧は、おそらく安定した基準電圧がないことで説明できます。フィードバックループは入力電圧を基準として使用するため、調整された電圧「乗算器」に似ています。 しかし、負荷がない場合、入力から引き出された100mAがどこに行くのかまだわかりません。データシートによると、555タイマーはほとんど電流を消費しません。フィードバック分圧器は確かにその近くに引き寄せません。そのすべての入力電力はどこに行きますか？ tl; drこの回路が機能しない理由を誰かが説明したり理解したりできますか？

10 switch-mode-power-supply  555  boost 

約2.5vで動く無線センサーノードを作りたいです。3つのアルカリ電池をバックコンバーターと直列に実行するか、ブーストコンバーターと並列に実行するかを決定しようとしています。両方のコンバーターの効率が同じであるとしたら、88％としましょう。相互に同じ長さで動作しますか？ このプロジェクトに必要な電流は200mA未満である必要があります

9 batteries  voltage-regulator  buck  boost