電気工学

レベルベースの割り込みの実用的な実装について検索したところ、ISRに入るとすぐに割り込みが無効になるので、トリガーが戻されないという提案が1つだけ見つかりました。 私が読んだ別のことは、それがループを作成するために使用されるということです。つまり、割り込みが存在する限り、ISRを提供しますが、それはwhileor do whileループで達成できます。 そして、レベルエッジ割り込みが提供する利点は、ISRとレイテンシの処理の間にメインプログラムの1つの命令を実行する贅沢かもしれません。私は推測する。 それで、レベルエッジ割り込みを理解する上で欠けているものはありますか？ 素晴らしい答えは、レベルベースの割り込みのある種の実際的な使用法を私に示すことです。

8 microcontroller  interrupts 

フライバックダイオードは、一般的に使用される急激な電圧スパイクを排除する場合、誘導性負荷を流れる電流ドロップ。これらの種類のダイオードは、リレー、モーター、またはMOSFETの近くにあります。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 回路、特に電圧降下に弱い部品を保護するには、フライバックダイオードが必須です。ここで最初の質問： フライバックダイオードは回路または誘導性負荷を保護しますか？ 一部の回路では、古典的なダイオードの代わりにツェナーダイオードを見ました。 この回路でなぜそれが必要なのですか？ フライバックダイオードは、電圧スパイクの影響を軽減することを目的としています。基準の1つは、これらのスパイクの範囲です。最後の質問 ： 正しい部品を選択するための他の基準はありますか？

8 diodes  flyback  inductive 

ですから、シリコンが最も一般的な半導体であることは知っています。しかし、他にも数えきれないほどの選択肢があることも知っています。炭化ケイ素、ゲルマニウム、SiGe合金、ヒ化ガリウム、リン化アルミニウムガリウム、恐ろしいサウンドの水銀テルル化カドミウム... それでは、デバイスの設計者が他のプロパティから1つを選択するようにするには、どのようなプロパティがありますか？バンドギャップを一致させて適切な光子エネルギーを与えるLEDとレーザーダイオードが1つの理由であると理解していますが、他にもありますか？ ゲルマニウムは以前は最適な半導体でしたが、かなり早い段階でシリコンによって起動され、現在ではゲルマニウムコンポーネントを見つけることはほとんど不可能です。何故ですか？同様に、誰もセレン整流器を使用しなくなっています（ただし、途方もなく低い逆ブレークダウン電圧とその物理的なサイズなど、より明白な欠点があります）。 この質問にはたくさんの疑問符があります。それが多すぎないことを願っています。自分自身も気になるところですが、他の人も使えるリソースにしたいので、話題から離れすぎないように、なるべく地面をカバーするようにしました。

8 semiconductors  materials 

可変ゲインRFアンプのこの評価ボードを見てください（データシート）： J5-J10は、DC電源への接続を目的としています（DCアナログ制御電圧であるJ6を除く）。これらのすべてのラインには、3つのコンデンサが並列に接続されています。たとえば、J10に接続されたトレースを取ります。J10からチップのピンへの途中で、次の3つのコンデンサを通過します。 大きなパッケージの2.2 µFコンデンサ（データシートでは「CASE A」と呼ばれています） 0603パッケージの1000 pFコンデンサ 0402パッケージの100 pFコンデンサ 1つの3.3 µFキャップの代わりに3つの並列キャップが使用されるのはなぜですか？なぜすべてのパッケージサイズが異なるのですか？順序は重要ですか（最小値のコンデンサをチップに近づけることが重要ですか？）

8 amplifier  rf  bypass-capacitor 

LNAボード（broadcom / avago MGA-635P8をベースにした2.4GHz）の部品の注文を進めています。評価ボードのデータシートにある製造元のコンポーネントリストに従っていました。 1000pFのDCブロッキングコンデンサを使用しています。動作周波数が2.3GHzから4GHzまでの場合、なぜ50Ωシステムでこれほど大きな値を使用するのか疑問に思いました。システムの帯域幅が減少するため、小さい値を使用するとノイズパワーが改善されませんか？私がこのように高い値の静電容量を選択する理由は他にありますか？

8 capacitor  amplifier  rf 

この特定の回路/ループが別の質問でカバーされているかどうかはわかりませんが、次の回路に特有の結果が発生するビデオを偶然見つけました。 ファラデーの誘導の法則による上記の回路ループの場合、次のように書くことができます。 EMF =-dΦ/ dt そして、現在の基本的な電気回路理論から、次のように書くこともできます： I = EMF /（R1 + R2） しかし、同じ電流が抵抗器（KCL）を通過するため、ここで奇妙なことが起こります。 磁束Φが一定の勾配で増加し始めると想像してください（EMF =-dΦ/ dtは定数です）。そしてこの間、A点とB点の間のスコープでR1の両端の電圧V1を観察すると、ロジックに従って、A点とB点の両端の電圧は電流×抵抗であるI×1kボルトになります。 一方、R2の両端の電圧V2をポイントAとBの間の別のスコープで観察すると、ロジックに従って、ポイントAとBの両端の電圧は、現在の抵抗にI×100kボルトであり、逆逆電流方向のため極性。 これにより、| V1 |が得られます。≠| V2 | 同じポイントAとBの間で同時に測定されます。 この矛盾をどのように説明できますか？ 編集： MITの物理学の教授は、この状況ではファラデーの法則が成り立たないことを示しており、興味深いことに、同じノード間で測定された電圧が異なることをビデオの実験で示しています。このビデオ録画では、38：36から最後まで、これらすべてを体験しています。しかし、私は彼の実験が間違っている他の情報源にも遭遇しました。これを実験してみたら、何を観察するのでしょうか？これを集中回路としてモデル化するにはどうすればよいですか（おそらく電流源を使用しています）？ 編集2： 以下の回路は教授が言っていることと同等であると思います（？）： この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 この場合にのみ、彼が意味を成します。オブザーバー1とオブザーバー2は、同じノードAとBの間で非常に異なる電圧を同時に観測します。これを彼の説明に合わせるための別のモデルが見つかりませんでした。コンポーネントとしても短い電流源のように（実際には電流源がないため、この場合、上の2つのノードAは物理的に同じ点です）。

8 electromagnetism  kirchhoffs-laws 

純粋な好奇心でこれを疑問に思います。非常に高い逆電圧を印加してアバランシェモードでLEDを偏光する場合（ただし、コンポーネントがフライしないように電流を低く保つ）、この方法で使用した場合も発光する可能性はありますか？ （私が「試して見て」だけではない理由は、関連する高電圧のためです）。

8 led  diodes  avalanche-breakdown 

私は、外部割り込みに応答する必要があるSTM32 MCU（正確にはSTM32303C-EVALボード上）を含むプロジェクトに取り組んでいます。外部割り込みに対する反応をできるだけ速くしたいのですが。STのWebページから標準のペリフェラルライブラリの例を変更しました。現在のプログラムは、PE6の連続する立ち上がりエッジごとにLEDをトグルするだけです。 #include "stm32f30x.h" #include "stm32303c_eval.h" EXTI_InitTypeDef EXTI_InitStructure; GPIO_InitTypeDef GPIO_InitStructure; NVIC_InitTypeDef NVIC_InitStructure; static void EXTI9_5_Config(void); int main(void) { /* Initialize LEDs mounted on STM32303C-EVAL board */ STM_EVAL_LEDInit(LED1); /* Configure PE6 in interrupt mode */ EXTI9_5_Config(); /* Infinite loop */ while (1) { } } // Configure PE6 and PD5 in …

8 stm32  interrupts  latency  stm32f3  gpio-external-interrupt 

次のN-MOSおよびP-MOSプッシュプルデュアルMOSFET回路を作成しました。その目的は、3.3Vマイクロプロセッサからいくつかの外部LEDを制御することです。 ただし、以下の回路図に示すように12Vが接続されている場合、デュアルMOSFETチップ「SI4554DY-T1-GE3デュアルN / Pチャネル」がひどい煙のような死をもたらすという問題があるようです。 負荷が接続されておらず、MOSFETが切り替えられていない（アイドル）場合でも、煙が発生します。 データシートで確認できる限り、どの制限（V [GS] <20V、V [DS] <40V）も超えていません。 問題を特定するのに役立ちますか？ありがとうございました！ この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図

8 voltage  transistors  current  mosfet  circuit-design 

小型のDCモーターを駆動するMOSFETを駆動するために、PWM信号を5Vから24Vに増幅する必要があります。入力信号の周波数は500Hzで、Arduino uno（ピン9）から供給されます。 典型的な非反転増幅器構成を使用することを考えた信号を増幅するため この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 TL071などのオペアンプを使用する場合、一般的なスルーレートは16ボルト/マイクロ秒です。これは、オペアンプがPWMの高出力に到達するのに24/16 = 1.5マイクロ秒かかることを意味します。500 HzのPWM周波数では、PWM周期は2000マイクロ秒である必要があるため、これは私には受け入れられそうです。したがって、2000を超える1.5は無視できます。 他に考慮すべきことはありますか？たとえば、MOSFETがゲートを充電するのに必要な時間を考慮する必要がありますか？PWM信号を増幅するより良い方法はありますか？ さらに、PWM周波数を高くしたいとします。例えば2.5kHzまで。この場合、PWM周期は380マイクロ秒でなければなりません。380を超える1.5を考慮すると、スルーレートはまだ許容できるようです。

8 amplifier  pwm  slew-rate 

こんにちはみんな。110Vに使用できるリードのペアを特定するためのサポートが必要です。マルチメーターで導通テストを行って、次のペア（1＆3）と（2＆4）の導通テストを行いました。 前もって感謝します。乾杯

8 ac  transformer 

8線バスchselect[7..0]です。また、4つの繰り返しサブシートがあり、それぞれに2つの入力CSAbとがありCSBbます。これらの入力CSAb_0, CSBb_0, CSAb_1, CSBb_1,...,CSBb_3は、アンダースコアの後の数字が、繰り返されるサブシートのインスタンスを示す場所として示します。 このようにバスを接続したい： chselect[0] --> CSAb_0 chselect[1] --> CSBb_0 chselect[2] --> CSAb_1 chselect[3] --> CSBb_1 chselect[4] --> CSAb_2 chselect[5] --> CSBb_2 chselect[6] --> CSAb_3 chselect[7] --> CSBb_3 これがアルティウムでの私の試みです これは正しいですか、および/またはベストプラクティスと一致していますか？ Altiumフォーラムでも質問しました。

8 altium  bus 

なぜヒーターは一般的に6.3 V（またはその倍数）なのですか？ 主電源が120 VACまたは240 VACの国で使用すると、トランスの巻線比が容易になりますか？ それらはしばしば非常に大きな電流を引き込み、一般的に利用可能なより高い電圧供給があるので、より高い電圧とより細いワイヤーが使用されたかもしれません。 ヒーター用の低電圧電源の利点は何ですか？

8 vacuum-tube  tube 

トランジスタBC547を使ってロジックレベルコンバータを作ろうとしています。これは、Rpi Gpioの電圧レベルを3.3から5Vに変換するためのものです。次の図に従って回路を配線しました。 PWMアプリケーション用に3.3Vを5Vに変換するためにこれを行いました。回路をGPIO no 17に接続し、高に設定しました 質問： 1）回路にグランドがないのはなぜですか？ 2）アースの反対側で電圧を測定しようとしましたが、何も表示されません。問題は何ですか。 ありがとうございました。

8 amplifier  circuit-analysis  analog  pwm 

弱い光信号を検出するための低ノイズトランスインピーダンスアンプ（TIA）に取り組んでいます。目標は、10〜20nV / rtHzの白色電圧ノイズフロアで10MHz帯域幅を達成することです。私は、FGA21フォトダイオードとOPA847オペアンプを使用しており、光伝導モードで動作する10kΩフィードバック抵抗を備えています。 主な仕様は次のとおりです。 ゲイン帯域幅積：GBW = 3.9GHz 入力電圧ノイズ：e_n = 0.85nV / rtHz 入力電流ノイズ：i_n = 2.5pA / rtHz フォトダイオード容量：C_d = 100pF @ 3Vバイアス PCBの設計は、推奨されるレイアウト手法（トラック長の最小化、オペアンプの下のフィードバックコンポーネントの通過、グランドプレーンからの影響を受けやすいトラックの分離など）の多くに従いました。さらに、電源はデカップリングコンデンサを使用して厳しくフィルタリングされ、OPA820オペアンプは出力をバッファリングするために使用されました。 2つのノイズスペクトルが取得されました。1つはフィードバック容量が開いたままで、もう1つは1.5pFに設定されています。 破線は、対応する理論上のノイズ曲線を表しています。明らかに、コンデンサはノイズのピークを広げて周波数をシフトさせます。これは、フィードバックコンデンサがトランスインピーダンスゲインを減衰させ、高周波ノイズを低減することを示唆する理論と矛盾します。 これをさらにテストするために、フォトダイオードなしで回路を構築しました。代わりに、100pFのコンデンサを追加してダイオードの接合容量を模倣し、ノイズ測定を再度行いました。 この回路では、フィードバックコンデンサを追加すると、理論で予測されているのと同様にノイズが減衰し、接合容量と電流源の単純なフォトダイオードモデルが完全に正確ではない可能性があることを示唆しています。ただし、文献を検索しても、このモデルの制限についての議論はまだ見つかりませんでした。また、この動作の例も確認していません。 それで、誰かがこの問題に遭遇したことがあるのか​​、または単一のコンデンサの追加が理論と実験の間に大きな格差を引き起こしているのかを理解できるのだろうか？ （回路図がないことをお許しください。私は新しいユーザーであり、現時点では質問ごとに2つのリンクしか添付できません） 編集：フォトダイオードを備えたTIAのPCBレイアウトは次のとおりです。 これが回路図です（オペアンプ間のローパスフィルターが使用されておらず、コンデンサーが開いたままになっていることに注意してください）。 編集2：上記の回路図では、フォトダイオードが逆バイアスされていないことに注意してください。正しいバイアスではんだ付けされていることが示されているすべてのノイズスペクトルで

8 noise  photodiode  transimpedence