電気工学

アセンブリコードをどのようにユニットテストしますか？ 私はヘキサポッドロボットプロジェクトの一部としてシリアルサーボコントローラーに取り組んでいますが、コードは複雑になりつつあります;）とにかく、C ++サーバー開発者としての日常業務で単体テストを使用することに慣れています。私のAVRアセンブリコードに同じ種類のテストを適用しようとしています。私は問題なく動作する方法を見つけましたが（ここを参照）、標準ツールやテクニックが足りない場合は興味があります。 更新：サーボコントローラの完全なソースと単体テストに興味がある方のために、ここで利用できるようになりました。

11 avr  robotics  serial  servo 

現在、風力発電とそれに使用されるパワーエレクトロニクスを研究しています。風力発電では、発電機は風力で駆動されるため、結果として得られる電力は周波数と振幅が大きく変動します。次に、電力グリッドには、周波数、位相シフト、および正弦波の形で入力電力に対する厳しい要件があります。このため、今日、風力発電では電力変換器が日常的に使用されています。 グリッドに電力を供給する主な方法は、AC-DCコンバーターを使用し、その後にDC-DCコンバーターとDC-ACコンバーターを使用することです。これは、単一の直接AC-ACコンバーターを使用する代わりに、かなり複雑に見えます。DCの「中間」ルートを介した間接変換が望ましいのはなぜですか？ （これは実際にはEngineeringからの再投稿です。私が後で見つけたのは、よりアクティブでテーマに適合した、非ベータの電気工学があることです。）

11 power-electronics  power-engineering  power-grid 

ユニティゲイン電圧フォロアとして構成されたLM324Nを持っています。スプリットレール電源+/- 4.5Vは、単三電池を使用して供給されます。より良いオペアンプが存在することを私は知っていますが、これは研究目的のみです。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 ラボの演習として、一定の入力電圧（2V正弦波）を維持しながら、さまざまな入力周波数で回路の性能をテストしています。テスト回路は、短いトレースでプロトタイピングボードにはんだ付けされます。 低周波数（たとえば10kHz）では、出力信号は入力信号に密接に従います。ただし、60 kHzでは、出力信号は歪んでおり（ほぼ三角波に似ています）、振幅は入力信号の約70％です。1MHzでは、出力の振幅は0.1Vです。 データシートを読んで、LM324Nのゲイン帯域幅積（GBP）が1MHzであることを理解しました。これは、信号の大幅な減衰は60kHzだけでは期待できないことを示唆しています。1MHzのGBPは、ユニティゲインで1MHzの理想的な帯域幅を示します。これは本当に達成可能ですか、そして/または私は何か間違ったことをしましたか？

11 operational-amplifier  unity-gain 

場合によっては、トランスのコアとは異なり、インダクタのコアにギャップを設ける必要があります。変圧器のコアの理由を理解しています。コアの飽和を心配する必要はなく、巻線のインダクタンスをできるだけ高くしたいと考えています。 インダクタンスの式は次のとおりです。 L=N2AL=N21R=N2ℓcμcAc+ℓμ0Ac=N2Acℓcμc+ ℓμ0L=N2あL=N21R=N2ℓcμcあc+ℓμ0あc=N2あcℓcμc+ℓμ0 L = N^2A_L = N^2\dfrac{1}{R} = \dfrac{N^2}{\dfrac{\ell_c}{\mu_cA_c} + \dfrac{\ell}{\mu_0A_c}} = \dfrac{N^2A_c}{\dfrac{\ell_c}{\mu_c} + \dfrac{\ell}{\mu_0}} そして、磁束密度の式： B = μN私ℓ=N私ℓμ=N私ℓcμc+ ℓgμ0B=μN私ℓ=N私ℓμ=N私ℓcμc+ℓgμ0 B = \dfrac{\mu N I}{\ell} = \dfrac{N I}{\dfrac{\ell}{\mu}} = \dfrac{N I}{\dfrac{\ell_c}{\mu_c} + \dfrac{\ell_g}{\mu_0}} どこ、 NNN：巻数 RRR：コアの全抵抗 あLあLA_L：係数：ワイヤーを流れる電流：コアの：コアの平均磁路：ギャップの長さ：断面コアの面積：インダクタンス：磁束密度あLあLA_L 私私I μcμc\mu_c ℓcℓc\ell_c ℓgℓg\ell_g AcAcA_c LLL BBB これら2つの式から理解できることは、ギャップの長さが磁束密度とインダクタンスの両方に同じ比率で影響することです。インダクタを設計するときは、磁束密度を低く保ち、コアが飽和せず、コア損失が低く抑えられるようにします。磁気抵抗を高く保つためにギャップを残して、コアに流れる磁束が少なくなり、コアが飽和領域から離れると人々は言います。ただし、そうすることでインダクタンスも減少します。ギャップを残すことにより、同じ係数で磁束密度とインダクタンスを低減します。次に、ギャップを残す代わりに、巻線のターン数を減らすこともできます。 意味のあるギャップを残す唯一の理由は、設計パラメーターの数を増やして、最終的に近いインダクタンス値を取得することです。私はギャップを残す他の理由を見つけることができません。 インダクタを設計する際にギャップを残すことが避けられない理由は何ですか？

11 inductor  design  saturation 

「ソルダーペースト」を購入しました。それがはんだペースト自体であるかどうかは本当にわからないので、引用されています。 はんだペーストとは何かを調査しました。定義により、小さなはんだ球とフラックスの混合物として定義されています。はんだ球が小さいので、灰色のような色です。 そのため、PCBのパッドに直接適用し、後でリフローはんだ付けを実行できます。 しかし、ここに私が買った実際の製品があります： ご覧のとおり、茶色がかった色で、小さなはんだ球は入っていないようです。 そして、これを使用する方向は、パッドに十分な量を置いてから、はんだを鉄またはトーチで塗布することです だから私の質問は、これは本当にはんだペーストですか、それとも単なるフラックスですか？では、どうすればこれを使用できますか？

11 soldering  flux  paste 

これは、問題のように見えるシールドとアースの接続についてです。システムは基本的にはバッテリーを搭載した、身体に装着されたIntelベースのコンピューターです。2つのUSB 3.0（または3.1 Gen1）ケーブルが、2つのUSB 3.0 ハブチップ（TUSB8020B）を含むPCBに出ています。2つの外部カメラがこのUSBハブPCBにプラグインします（各ハブに1つのカメラ）。したがって、USBハブPCBには4つのUSBコネクタがあります（アップストリーム2つとダウンストリーム2つ）。 問題は、各USBコネクタシールドをどうするかです。主な指示は、USB接続の堅牢性です。 私は多くの推奨事項を見てきました。例えば： 推奨1 TIのTUSB8020BハブリファレンスデザインTIDA-00287は、すべてのシェルを直接グラウンドに接続します。 IntelのUSBコンポーネント向けEMI設計ガイドラインでも、グランドに接続することを推奨しています（ただし、これはUSB 2.0用に作成されたものです）。 提言2 TIのTUSB8020B EVM（およびデータシート）は、シールドを一緒に接続し、RCフィルターを使用して接地します。 マイクロチップ社のEVB-USB5534もシールドを結合し、RCフィルターを使用していますが、Rは3桁小さくなっています。 提言3 Cypess SuperSpeed Explorer Kitは、LCまたはLフィルターのいずれかを使用して、各シールドを個別にグランドに接続します（チョークは本当に）： カメラ自体（既製）はサイプレスの推奨事項（LCからアース）を使用します。組み込みコンピュータは、目視検査と接地への導通のチェックから接地に接続しているようですが、100％確実ではありません（回路図は使用できません）。 今、私たちはハブPCBでシールドのジレンマに直面しています（ちなみに、これは現在金属製の筐体を持っていませんが、3Dプリントされたプラスチック製の筐体です）。 あなたの言うことは何ですか？

11 usb  grounding  shielding  usb-hub 

私は現在、12ビットADC（MCP3208）をRaspberry Piに（他のいくつかの低速I / O関連のものに加えて）接続しているボードを設計しています。それは主にアナログセンサー（温度センサー、IR距離センサーなど）に接続されますが、必ずしも12ビットの解像度を必要とするわけではありませんが、追加の情報が必要な場合もあります。 私はアナログ回路の経験があまりなく、関連する基礎となる数学と物理学をよく理解していません。 私はADCに関するいくつかの設計ガイドを読んでいますが、アンチエイリアシングフィルター、高インピーダンス信号用のADCドライバー、アナロググランドプレーン、特定のパターンでトレースをレイアウトしてノイズを低減し、高速デジタルエレクトロニクスをできるだけ分離したままにすることについてよく読んでいますスイッチングノイズ、高精度電圧リファレンスなど、まだ十分に理解していないものをADCから削減できます。 それで私が疑問に思い始めたのは、12ビットADCを使用するのが理にかなっているかどうかです。回路設計が最適ではないために2つのLSBが失われる可能性があるため、正しく実装する専門知識がない場合は、 10ビットADCで行く。または、最適な回路設計は、12ビットの領域では、私が信じているほど重要ではありません。 ノイズを減らすために常に実装する必要があるものは何ですか（明らかなバイパスキャップがある場合）？私のような混合信号アプリケーション（ADCと通信するGHzプロセッサを持っている）のノイズの最大の原因は何ですか？高精度のアプリケーション（14-16ビット+）でのみ実際に必要なものは何ですか？ 気をつけなければならない理にかなった本質的なことを本当に知りたいです。

11 adc  pcb-design  mixed-signal 

何年も前に、78HGKC電圧レギュレータを使用する電源（Elektor設計）を構築しました。熱伝達に酸化ベリリウム（BeO）が使用されたため、データシートはTO3パッケージを開かないように明示的に述べています。 今日、BeOセラミックが家庭用電子レンジのマグネトロンの絶縁体として使用できることを学びました。例：YouTube：DIYマグネトロンの分解方法。 ベリリウム銅合金は、テスト機器の高品質コネクタに使用されています。 ベリリウム症は現在不治です。 ベリリウム化合物を含むものを作成する場合、RoHS規制に準拠していなくても、製品データシートにその旨を明記するか、機器に通知するか、または何も言えないのですか。

11 datasheet 

何十年も前に、ダイナミックシグナルアナライザー（DSA）を提供する少なくとも6社の計装会社がありました。ないスペクトラム・アナライザではなく、ダイナミック信号アナライザ。主な違いは、デュアルまたはマルチチャネル入力と、ミリヘルツに下がった周波数範囲です。DSAは完全なシステムで、サーボシステムの伝達関数を測定し、数分でその安定余裕を分析することができます。 HP（アジレント）、オンノ・ソッキ、ブリュエル・アンド・ケア、アンリツを思い出し、他に少なくとも3人はいた。しかし、今日ではKeysight（Agilentスピンオフ）とStanford Research Systemの780と785しかありませんが、Keysightアナライザーは、深刻なサーボ作業で唯一実行可能なものです。 それで、この市場はどこに行きましたか？確かに需要は、ロボット工学の仕事の増加とともに大きくなっています。新しいアナライザーの開発がHP35670Aを超えて進んでいないことに少しがっかりしました。キーサイトはまだそのモデルを提供していますが、入力はまだアナログです。そして、データを取得するUSB​​はありません。

11 servo  analysis  testing  spectrum-analyzer  instrumentation 

入力電流の誤差を補償するためにフィードバック抵抗が必要ですか？抵抗R2の選び方 回路ソース 抵抗R2。 この回路、差動入力電圧範囲= +/- 0.6Vのオペアンプを使用できますか？よく分かりません。私は思いません

11 current-source  precision 

eBayのこれらの「9,800 mAh」のものなど、18650セルでは偽装しているように見えるが、容量が1セルあたり$ 1と大幅に変化する容量が表示されます。 ただし、パナソニックおよび類似のブランドの「純正」セルは、約3,500 mAhを超えているようですが、1セルあたり8ドル程度です。 嘘とは別に真の能力をどうやって見分けることができますか？

11 lithium-ion  watts  capacity 

ブーストコンバーターのインダクターを設計している最中ですが、このプロジェクトに必要なものを正確に見つけるのに苦労しています。コアのサイズ/形状は、ギャップのないコア（下の画像ではs = 0 ）で必要な材料（N49）のコアしか取得できないことを除いて、機能しているようです。このコアの計算を実行すると、リストされている値のように見えます。ターゲットの設計電流に達する前にコアを飽和させます。ただし、コアは十分に大きいので、を減らすことができれば、実行可能な設計になります。ですから、既存のコアにギャップを追加したいと思います。A LあLALA_LあLALA_L パフォーマンスを損なうことなくコアにギャップを追加するにはどうすればよいですか？以下に挙げるいくつかの方法を考え出しましたが、何が「最適」かわかりません。 内側のポストと外側の脚の両方にギャップ材料として薄いフィルム（例：カプトンテープ）を配置します。簡単ですが、コイルはギャップの中央に配置されているはずです（右？）。外側の脚の中央には配置されません。 中央の支柱の1つを慎重にサンドダウンします。ギャップサイズによって有効な決まるため、必要なターン数を見積もることができるかです。また、ギャップがあるときに2つのセンターポストが平面であることがどれほど重要かはわかりません。あLALA_L 私は「奇妙な」ことをやっていて、探しているものが見つからないのには理由があります。 背景として、より高い周波数（500 kHz）、より高い電流（> 12A）、およびより高いインダクタンス（> 200µH）で動作するブーストコンバーター用のエネルギー貯蔵インダクターを作ろうとしています。

11 inductor  ferrite 

一部のヘッドフォンは「アクティブ」で、アンプがカップに組み込まれていて、電源（通常は単4電池）が必要です。 それから私は多くのオーディオファンが周波数応答をどれほど優れたヘッドホンが優れているかの測定基準として論じているのを見ます、そして彼らはDre Beats Studioのようなほとんどの「アクティブな」ヘッドホンを断固として却下します。 ただし、一部のオペアンプでは、ドライバーの周波数応答を完全に補正し、必要に応じて（または低音など）非常にフラットな周波数応答を生成できるように、事前増幅された入力信号をイコライズするのはかなり簡単に思えますブーストまたはカット）。 そうすることで特に難しいことはありますか？ 周波数応答グラフhttp://graphs.headphone.com/graphCompare.php?graphType=0&graphID[]=1383&graphID[]=193&graphID[]=1263&graphID[]=853&scale=20 たとえば、Dre Beats Studio（青い線）の場合、EQ回路は+ 3db @ 750Hz、-5dB @ 1100Hz、+ 6.5dB @ 1300Hz、+ 5dB @ 1550Hz、-4.5dB @ 8.5kHz、および+ 14dBを提供できます。 @ 15kHz、スロープを調整して、周波数応答を500Hzから20kHzの0dbに最適に合わせる。

11 audio  frequency-response  headphones 

SEPICコンバーター1で見たアプリノートはすべて、リップル電流と電圧用にカップリングコンデンサのサイズを決定するように指示しています。静電容量のサイズを決定する方法を教えてくれるものは見たことがありません。明らかにいくつかの最小値があります。ゼロ容量はカップリングがないことを意味するため、入力は出力に影響を与えません。スイッチング効果を入力から出力に結合させるには、コンバーターの出力側の寄生容量を圧倒するのに十分な容量が必要です。たぶん、1000 pFは、回路で他に何が起こっているかに応じて、それを行うべきだと思います。しかし、私が受け継いだリファレンスデザインは1 uFのキャップを使用しています。これは、その目的にはやり過ぎのようです。そのため、寄生容量を克服するだけでなく、そのコンデンサのサイズを決定することの方が多くあると思います。 SEPICコンバータのカップリングコンデンサのサイズを適切に設定するにはどうすればよいですか？ 1 たとえば、このTexas Instruments AN-1484 Designing a SEPIC Converter。

11 capacitance  coupling  sepic 

アジア、特にバングラデシュでは、FMラジオをよく聴いています。しかし、信号はどこでもはっきりしているわけではないため、ノイズが発生します。 子供の頃から今日まで、ラジオを一定の位置に保ち、自分とラジオの間の距離を広げると、信号がどんどん騒々しくなり始めるのを観察しました。 また、アンテナに触れると、信号がよりはっきりすることがあります。これは実生活からの観察です。しかし、その背後にある正確な理由はわかりません。 その背後にある正確な理由を教えてください。 注意： この質問は数日前に頭に浮かびましたが、どのサイトがこの質問に最適であるか混乱しました。でも、このサイトは質問をするのに最適だと思いました。ここでトピックから外れていると思われる場合は、適切なサイトへの移行リクエストをためらわないでください。 英語が下手でごめんなさい。

11 rf  radio