タグ付けされた質問 「oscillation」

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降圧コンバーターの出力電圧の発振はどこから発生しますか?
現在、降圧コンバーターを構築しています。主なパラメーターは次のとおりです。 24V入力 5V / 3A出力 パワーLEDのスイッチング(〜2A)によって引き起こされる大きな負荷過渡電流に耐えることができます。 電気的特性、パッケージ、およびコストの面で私のニーズに合ったTIの同期降圧コンバーターを選択しました。TPS54302です。最初のプロトタイプは、データシートの推奨事項と公式に従って設計されました。PCBのルーティングは、コンバーターの評価ボードを模倣して行われました。 回路図とCADは次のとおりです。 (4層のボード、層2と3は隠されています。それぞれGNDプレーンと電源プレーンが含まれています) さまざまなコンポーネント構成をテストできるように、この設計には追加のコンデンサフットプリントがあります。 実際にボードをテストしたとき、主な特性である効率、出力電流と電圧、入力と出力リップルに満足しました。 しかし、電源の安定性をテストしたかったので、ここで予期しない動作を観察し始めました。ネットワークアナライザーまたは信号発生器を使用できないため、位相マージンを測定できません。代わりに、Googleの研究では、過渡負荷電流(立ち上がり/立ち下がり時間<1µsの過渡電流〜1A)を印加しながら出力電圧の変動を測定することを提案しています。幸いなことに、ボード上の電源LEDを駆動するMOSFETがあります。過渡電流を生成するには、LEDを短絡する必要がありました。 以下の回路図は、MCU_GPIO_1がPWM信号を生成し、MCU_GPIO_2が継続的に高レベルに設定されているテストセットアップを示しています。 ご覧のとおり、現在の負荷が解放されると、出力電圧に大きな振動があります。これらの振動の原因を理解するために、次のテストを実施しました。 フィードフォワードコンデンサC10の値で遊ぶ 入力コンデンサ構成の変更(より多くのMLCC) 24V入力と直列にフェライトビーズを追加(D2保護ダイオードの代わりに) 出力コンデンサ構成の変更(複数のMLCCまたは1つの大きなポリマーコンデンサ) これまでのところ、これらの「ブラインド」テストは私をどこにも導きませんでした。プロトタイプの2回目の実行を開始する前に、ここで何が起こっているかを理解するための新しいリードを探しています。だから、ここに私の質問があります: 電流引き込みではなく、現在のリリースでのみ発振を行うにはどうすればよいですか? ここで不足している要素は何ですか:ルーティング?入力フィルター?その他? ご協力いただきありがとうございます :) PS:これはStackExchangeに関する私の最初の質問です。私の質問の形式を改善するためのアドバイスは大歓迎です:) 編集:アンディ・アカはコメントで答えを与えました:それはプローブの悪い接地に関連する問題です。この写真はそれを要約しています: 画像ソース あなたは私がその不注意な間違いを二度と犯すのを捕まえません!

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なぜLTSpiceはこのオペアンプの発振を予測しないのですか?
電源のベンチテスト用の電子負荷として機能する回路を開発しています。この回路をテストする方法に関する以前の質問には、いくつかの非常に有用な回答がありました。ここでは、オペアンプの安定性をテストする方法について説明しています。。この質問は、シミュレーションとテスト結果の解釈方法に関するものです。 これは、ブレッドボードでシミュレートおよびテストされた回路図です。 LTSpiceが作成したプロットは、回路が非常に安定していることを示しています。1サイクルで解決する5Vの立ち上がりで1mVのオーバーシュートがあります。かなり拡大せずにかろうじて見ることができます。 これは、ブレッドボード回路上のスコープを使用した同じテストのショットです。電圧の上昇はずっと小さく、周期は長くなりますが、テストは同じです。オペアンプの非反転(+)入力に方形波を送ります。 ご覧のとおり、かなりのオーバーシュート(おそらく20%)があり、その後、高信号の持続時間にわたって安定した振動への指数関数的な減衰があり、落下時に若干のオーバーシュートがあります。低信号の高さは、ノイズフロア(約8mv)です。これは、回路がオフのときと同じです。 これはブレッドボードビルドの外観です。 MOSFETはヒートシンクの上部にあり、黄色、赤、黒のワイヤで接続されています。それぞれゲート、ドレイン、ソース。小さなプロトボードにつながる赤と黒のワイヤーはそれぞれIN +とIN-であり、ブレッドボードのバナナジャックに接続して、ブレッドボードを通る電力レベルの電流を防ぎます。テストでロードされる電源は、電源自体の不安定さを避けるために、密閉型鉛蓄電池(SLA)バッテリーです。シルバージャンパーは、関数発生器から方形波が注入される場所です。左下の抵抗、ダイオードなどは、手動(ポテンショメータベース)の負荷レベル設定サブ回路の一部であり、接続されていません。 私の主な質問は:LTSpiceがこの重大な不安定性を予測しないのはなぜですか?補償ネットワークをシミュレートできるので、本当に便利です。現状では、さまざまな値を接続して再テストする必要があります。 私の主な仮説は、IRF540Nのゲート容量がSPICEモデルでモデル化されておらず、考慮されていない〜2nFの容量性負荷を駆動しているというものです。モデル(http://www.irf.com/product-info/models/SPICE/irf540n.spi)の容量が適切な大きさのように見えるので、これが正しいとは思いません。 補償ネットワークの値を調整できるように、この不安定性を予測するシミュレーションを取得する方法はありますか? 結果の報告: わかりました、私がLM358オペアンプに使用していたLTspiceモデルはかなり古く、周波数応答を適切にモデル化するほど洗練されていなかったことが判明しました。ナショナルセミによる比較的最近のものへの更新は、振動を予測しませんでしたが、明らかに20%のオーバーシュートを示しました。また、ブレッドボードテストに合わせてパルスピーク電圧を変更し、オーバーシュートが見やすくなりました。 その「フィードバック」に基づいて、私は満場一致で推奨される補償方法から始めました。これは、ドミナントポール補償の例だと思います。ゲート抵抗がその抵抗の一部であるのか、それとも2番目の補償スキームであるのかはわかりませんが、それは私にとって重要であることが判明しました。かなりの試行錯誤の後、私が最終的に得た値は次のとおりです。 これにより、非常に安定した波形が生成されましたが、この負荷でテストする電源の周波数応答をより適切にテストするために、可能であれば、立ち上がりと立ち下がりを少し鋭くしたいと思います。これについては少し後で説明します。 次に、ブレッドボードで新しい値を使用しました。 私はそれについてかなり興奮していました:) 特に、新しいコンポーネントに適合するために、ブレッドボードの寄生成分を改善するのではなく悪化させました。 とにかく、これは幸せに終わった、これが検索でそれを見つける他の人を助けることを願っています。私は、ブレッドボードにさまざまなコンポーネントを突っ込んで、これらの値をダイヤルしようとして残した小さな髪を引き裂いていたことを知っています:)

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このオペアンプバッファは振動しているので、理由がわかりません
現在、これは回路基板上の唯一の組み立て部品です。これは、入力にあるべき単純な反転バッファ回路です。オペアンプ(LTC6241HV)は、リニアベンチ電源から+/- 5Vで駆動されます。電源ピンは、0.1uFのコンデンサでバイパスされます。 1KHzの正弦波を入力していますが、出力では1KHzの信号に〜405KHzの正弦波が重畳されています。2つ目のPCBを作成しようとしましたが、結果はまったく同じです。 誰がこれの原因であるかを知っているなら、私は聞いてうれしいです。 LTC6241HVデータシート

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なぜこの回路は発振するのですか?
下の回路は発振器です。ltspiceでシミュレーションすると、実際には波形が生成されます(ただし、非常に純粋な正弦波ではないようです)。 私が理解できないのは、それが振動する理由です。 私がこれまでに発振器(コルピッツ、クラップ、ハートレーなど)について読んだすべての基本的な文献は、発振器回路が回路の「タンク」部分にコンデンサとインダクタの両方を持つ必要があることを示しているようです。 また、理論を見ると、適切な共振周波数を持つタンク(1 / Sqrt [LC]式)を作成するには、キャップとコイルの両方が必要であるように見えますが、この回路の「タンク」は、抵抗とコンデンサから。 Hトポロジーの式を使用してその回路のタンクのインピーダンスを計算すると、1つの大きなコンデンサーのように見えるように調整されているように見えます(もちろん、その真ん中のアースへの短絡を除いて)、 誰かがこの回路が振動する理由と方法を説明できれば、私は本当に感謝します(直感的/実用的および理論的な説明はどちらも大歓迎です)。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図

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チョッパーアンプのフィードバックループの安定性
構築する予定の回路の安定性について質問があります。これは電圧制御電流源であり、IN-AMPを使用してRsnsを流れる電流を検出し、オペアンプにフィードバックを提供します。私はプログラム可能な計装アンプを使用しようとしていますが、私の要件に合うもののほとんどはチョッパーアンプです。 しかし、私が理解しているように、これは、Rsnsを流れる電流が変化してから、チョッパー内のコンデンサが充電および放電してから、計装アンプの出力が変化するまでに多少の遅延があることを意味します。この遅延が発振につながると仮定しても正しいですか?(私はまだ部品を持っていないか、私はそれを作り上げるだけです)。フィードバックループに遅延要素を導入することは一般に悪い考えですか、それとも不安定にすることなくそれらを使用する方法はありますか?ありがとう! 更新:更新が必要な方のために、私はこの回路をバニラオペアンプと計装用増幅器で構築しました。私の60Hz信号は、133kHzの発振周波数で「振幅変調」されています。これは、ZL全体のオシロスコープのトレースです。

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MOSFETを介したPWMによるヒーターの制御
MOSFETを使用してPWMでヒーターコイル(抵抗〜0.9オーム)を制御しようとしています。PWM変調器はLM393に基づいており、MOSFETはIRFR3704(20V、60A)です。 ヒーターの代わりに1kの抵抗を配置すると、すべて正常に動作し、テストポイントCH1とCH2の波形はほぼ正方形になります。しかし、実際のヒーターをスキームに配置すると、電圧がVthを超える瞬間にパルスの立ち下がりエッジで発振が発生します(チャネルはここで混合されます。黄色のオシロスコープチャネルがテストポイントCH2に接続され、シアンチャネルがCH1に接続されています)。発振振幅は電池電圧よりやや大きく、最大で16Vに達します。私は主にマイクロコントローラーの専門家であり、この種の回路に関する私の知識は乏しいです。ヒーターのインダクタンスなどの影響ですか?それに反対する方法は?

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オペアンプがそのGBPより高い周波数で発振することは可能ですか?
ヘッドフォンアンプ回路にtl3141をインストールしていたところ、1kHzの正弦波を入力すると、波形の下半分で8-10MHzで約250mVp-pの発振が発生したようです。 オペアンプの仕様(GBP 1.1MHz、スルーレート1.3V /μSec)を考慮すると、それは可能ですか?測定された発振を考えると、出力は約2.75V /μSecでスイングする必要があり、これはその仕様をはるかに超えています。
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