タグ付けされた質問 「distortion」

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オペアンプ発振器の奇妙な出力
私はオペアンプを使用して正弦波発振器を構築しようとしていますが、奇妙な出力を得ています。純粋な正弦波出力を得るために助けが必要です。 回路図： 回路の説明： この回路は、通常の3ステージバッファードRC位相シフト発振器（ここからヒントを得ています）に似ています。オペアンプU2Bが追加され、U1Aアンプの抵抗（R1、R2およびR3）の値が数十キロオーム（100キロオームではない）になるようになりました。発振器出力はU2Bピン7（OUT）で観察されます。回路図に示すように、+ 15V / 0V / -15Vを得るために2つの独立した電源が接続されています。 R3は、アンプのゲインを変えるために使用されます。R4とR5は、発振器の周波数を変えるために使用されます。ターゲット出力周波数は400Hzです。 問題： 上部波形：IC U2Bピン5（非反転入力）wrt GND 下の波形：IC U2Bピン7（出力）wrt GND U2Bピン7（出力）（ボトム波形）の正弦波の負のサイクルが歪んでいます。この歪みは、ある種のリップル/電圧振動です。これは何が原因ですか？＆どうすればそれを取り除くことができますか？ これまで私は試しました： 私の最初の推測は、-15V電源に問題があるということでした。そのため、電源を交換しましたが、歪みは依然として負のサイクルのままでした。（電源に問題があった場合、電源を交換した後、歪みは正のサイクルにあったはずです） 変更されたIC U2（LM358デュアルオペアンプ）。それでもまったく同じ歪み。 変更されたIC U1（LM358デュアルオペアンプ）。それでもまったく同じ歪み。 以下に示すように、IC U3を追加しました。U3Aピン1の出力（出力）は、（オシロスコープの）トップ波形のような純粋な正弦波です。そのため、U2Bからアンプ接続（R1）を取り外し、U3Aに接続しました。次に、U3Aの出力も（オシロスコープの）Bottom Waveformのように歪み、U2Bの波形は純粋な正弦波になりました。 以下に示すように、IC U3Bを使用しました。再びU3Aピン1の出力（出力）が歪みます。 上記の回路図からU3Bを削除し、U3Aのピン1（出力）に1 Kohmの負荷を追加しただけですが、やはり出力は歪みますが、今回は歪みが小さくなっています。 質問は少し長めですが、できるだけ詳細に説明したかったのです。私は2日間これに頭を割っていました。助けてください。TIA。 編集： Bimpelrekkieがコメントで示唆したように、各IC（デュアルオペアンプ）の近くに1つの100nFコンデンサと、+ 15V / 0v〜-15V / 0Vの間に1uFコンデンサを2つ追加しました。これは歪みに影響しませんでした。また、R2とR3の間に22pfのコンデンサを追加しました。これにより、歪みは減少しましたが、以下に示すように歪みは除去されませんでした。 ポジティブサイクル：歪みなし Negetive Cycle：減少していますが、まだ存在しています-歪み しかし、これは正弦波の周波数に影響するため、私がやりたいことではありません。 また、私が以前に言及しなかったもの、可変抵抗器（プリセット）が問題を引き起こしているかもしれないと思ったので、それらを短絡させましたが、成功しませんでした。 編集2 ：（問題解決） あなたのコメントと回答を読んだ後、私は次のことを試しました： （実験7）Olin Lathropとanalogsystemsrf（analogsystemsrfの回答で述べたように、問題は安定性/位相マージンに関するものでしたが、U2Bの出力はレール（+ 15Vまたは-15V）に近くありませんでした。 …
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アンプとスピーカーのインピーダンスの不整合は音を歪ませますか？
アンプを内蔵したヘッドフォンとオーディオインターフェイスを購入しようとしています。仕様では、アンプのインピーダンスは「<30オーム」であるとされています。 私が購入したいヘッドフォンは、異なるインピーダンスのバージョンを持つBeyerdynamic DT 990です。 私は、ヘッドフォンのインピーダンスが高いほど、同じ電力を得るために「増幅」（より良い言葉がないため）が必要であることを知るのに十分な電子工学の資格を持っています。 ただし、インピーダンスが大きく異なると音に歪みが生じることが心配です。私は必ずしも飽和について話しているわけではありませんが、伝達特性のわずかな変化かもしれません。これは明らかに対処したいことではありません。 このトピックに関する洞察は大歓迎です。
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低ノイズ、低歪みのアナログ多重化
アナログ（オーディオ）信号を多重化するための低ノイズ、低歪み、低コストのオペアンプ回路を設計しようとしています。経験、研究、およびいくつかの実験により、適切な低ノイズ電源と組み合わされた以下のコンポーネントにすでに至りました。 NE / SA5532Aデュアル低ノイズオペアンプ（データシート） HEF4053BアナログCMOSスイッチ（データシート） この質問は本質的にスイッチの統合に関するものです。リレーはCMOSスイッチの代替品であることは知っていますが、コストの約5〜10倍で、この設計では実際にはオプションではありません。 （切り替え可能な）可変ゲインを備えたオペアンプ回路について、賢明な回答を伴う素晴らしい質問があります。タイトルが示唆するように、この質問はこの問題に関するものではありません。しかし、私と一緒に耐え、導入としてそれについて詳しく説明させてください。 可変ゲインのこの回路を検討してください。 この回路のスイッチの位置は完璧です。これらはグランドレベルにあるため、オフセットはスイッチ抵抗に影響しません。その結果、この位置では、スイッチは変調歪みを生成しません。 信号経路では、スイッチは敏感なオペアンプ入力ピンからも離れています。Rin、Rf、Rg1、およびRg2はすべて、入力ピンの非常に近くに配置できます。スイッチがオペアンプの入力側にある場合、これは不可能です。 さて、私の質問の本当の核心です。入力多重化の4つの可能な構成を次に示しますが、いずれも上記の可変ゲインソリューションの理想的な構成に近いものではありません。 U3の周りの回路は完全を期すためにありますが、もっとも賢明ではありません。 U2とU4の周囲の回路では、スイッチは可変電圧レベルを認識し、変調歪みにつながります。 U1の周囲の回路にはスイッチが仮想グラウンドにありますが、それらの位置は反転入力ピンにもあります。私はこれを過去に実装しましたが、経験から、このレイアウトは高いノイズ感度につながります。私は回路に固有のノイズではなく、周囲の電子機器からのノイズについて話しています。 私の質問は、誰かが最良のトレードオフの経験を持っているか、ここで要約したデメリットを回避できるトリックを提案できるか、同じ目標を達成する賢い異なる回路図を提案できるかということです。 編集する 回答とコメントでは、主要な問題のいくつかの側面に触れました。本質的に、私は最適なトポロジについて尋ねていましたが、スイッチの特性（オン抵抗、オンリニアリティ、オフ容量）と混合構成の副作用（スイッチング時にノードが充電されると、クロストークが発生します）、クロストークに向かってドリフトしました。 .. 私はこれらすべての問題を十分に認識しており、明快さと焦点を優先して質問を単純化しすぎたかもしれません。 Andy akaは、私がさらに追求する価値のある考慮事項を提起しましたが、提案された解決策は、私が望んだほど成功していませんでしたが、過去に行ったとおりです。 τεκは、シンプルだが興味深い代替案を提示しました。 私の中間的な結論は、ダグラスセルフオーディオブックを手に入れることです。スイッチとFETのプロパティを掘り下げ、さまざまなトポロジでそれらの効果をシミュレートしてみます。それは新しい洞察につながるかもしれないので、私は報告します。最終的にはさまざまなソリューションのプロトタイプを作成します。そのため、しばらく時間がかかるかもしれませんが、新しい洞察を取り戻して報告します。
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別の故障した差動アンプ
これは私が作った回路です-設計、計算、構築しました： この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 Q1とQ2のコレクタ電流は5mAでしたが、Q3は1mAでした。入力の正弦波は1kHzで1Vppでした。Q1のベースとQ2のベースの入力間に360度のシフトがあるため、負のフィードバックが機能するはずです。Rf2は最初に10kに決定され、次にポテンショメータに置き換えられました。 この回路は期待通りに機能しませんでした。正弦波内で歪みが発生した場合は、負のフィードバックまたは差動トランジスタペアによって修正され、修正される歪みの量はRf2で制御される（ゲインが少ない-歪みが少ない）と予想しました。 Q3のベースに別の正弦波（1Vpp、3kHz）を追加して歪みを作りました。実際の結果は、望ましい結果に近づくことさえできなかったため、望ましい結果と比較できませんでした。 その結果、Q3のコレクターでの出力は、Q3のベースでの信号と同じように歪んでいます-Q3のコレクターに純粋なサインがあるはずですか？しかし、次にQ2のコレクターで信号のスコープを設定し、アンプの出力にあると予想される正弦波のみがありました（この条件下では、Q2のベースがC1に短絡されていましたが、ポテンショメーターRf2を回転させると、信号歪んだものに急速に近づくでしょう）。 Q2のコレクタでの正弦波とQ3のベースでの歪んだ信号（同じ電圧スケールではない）。 差動アンプの理解にはまだ少しギャップがあると思います。これはしばらく苦労していて、diffを含む1つの有用な回路を作成していないためです。アンプ。
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合成されたROMコアを使用した単純なテストベンチのシミュレーション
私はFPGAの世界にまったく新しいので、4ビットの7セグメントデコーダーという非常に単純なプロジェクトから始めようと思いました。私が純粋にVHDLで書いた最初のバージョン（それは基本的に単一の組み合わせselectであり、クロックは必要ありません）は機能しているようですが、ザイリンクスISEの「IPコア」の要素を試してみたいと思います。 今のところ、「ISE Project Explorer」GUIを使用しており、ROMコアを使用して新しいプロジェクトを作成しました。生成されるVHDLコードは次のとおりです。 LIBRARY ieee; USE ieee.std_logic_1164.ALL; -- synthesis translate_off LIBRARY XilinxCoreLib; -- synthesis translate_on ENTITY SSROM IS PORT ( clka : IN STD_LOGIC; addra : IN STD_LOGIC_VECTOR(3 DOWNTO 0); douta : OUT STD_LOGIC_VECTOR(6 DOWNTO 0) ); END SSROM; ARCHITECTURE SSROM_a OF SSROM IS -- synthesis translate_off COMPONENT wrapped_SSROM …
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低電力プッシュプル増幅器の未知の歪み
私は小型のヘッドフォンアンプを作ろうとしていますが、最初は簡単に始めました。LM358オペアンプを使用して、BDトランジスタのペアでプッシュプルステージを駆動しています。 まず、1つのチャンネル（ヘッドホンの片側のみ）を試し、それを確認してから、もう1つのチャンネルに2倍にしました。 これが私が作った回路図です： 負荷インピーダンス（ヘッドフォンスピーカー）は32オームです。 入力では、ヘッドフォン出力が期待するように、関連する入力インピーダンスを提供するために、グラウンドに（コンデンサの前に）1Kの抵抗を追加しました。 回路はすべてのDCポイントを維持します。オペアンプ出力の電圧はVCC / 2であり、プッシュプル出力の電圧（コンデンサの前）もVCC / 2であり、両端に一定の0.2V電圧があります。エミッタ抵抗（静止電流が10mAになります）。 ただし、奇妙な歪みがあります。非常に小さい音量で何かを再生すると、サウンドは完璧です。音量を上げると、特に低音から中音域で突然、ひどくひずむようになり始めます。音量を上げ続けると、ひねりが弱まり、サウンドは再び良くなります（ただしひずんでいます）。 もちろん、さらに上げると、出力電圧の振幅が最大ピークに達してクリッピングを開始するため、歪みが再び発生します。 その上で（静かな）正弦波を再生してから音量を上げ始めると、ある時点で、同じ周波数の方形波が突然サウンドに "混入"したように見えますが、音量を上げ続けると、方形波が正弦波と同じペースで大きくなることがないため、対照的に歪みが知覚されにくくなります。 クロスオーバー歪みのようには聞こえません（つまり、実際のサウンドと似ていますが、シナリオはそれを指していません）。トランジスタは十分にバイアスされています。0.2Vは、出力抵抗の両端の電圧。そうだとすると、音量を下げても困りますが、音はパーフェクトです。 たぶん、出力段でlm358出力からの電流が多すぎますか？ しかし、そうであれば、この歪みがどんどん悪化しないのはなぜですか？ 私はこれを理解することができず、シミュレーションは役に立たず、出力振幅が+ -2.4Vに達した後にクリッピングが表示されるだけですが、この振幅では、ヘッドフォンスピーカーで80mW RMSに近いものが得られるはずです。 。 これは、オーバードライブの前に大きなボリュームで得られる振幅のように聞こえるので、私が得ているこの歪みは、シミュレーションにはまったく表示されないと思います。 何か案は？ ありがとう！ Ps .:誰かが私の最後の投稿でlm358に関する私の問題を見つけた場合、それを無視してください、それはシミュレータの欠陥でした、それは実際にうまくいきます。シミュレーションでうまくいくと言うのは、741オペアンプと理想的なオペアンプの両方でシミュレーションしたためであり、結果は同じですが、その歪みは表示されません。 シミュレーションでこのLM358の代わりに741を使用し、100Hzのキャリアと1Hzの変調を備えたAM電圧源を使用して（入力で振幅の正弦波電圧を増加させるため）、出力電圧をプロットすると、オーバードライブがクリップするときを除いて、歪みは表示されません。 低ボリューム範囲でプロットします。水平スケールは20ms / Div、垂直スケールは100mV / Divです。 同じ時間ウィンドウでプロットしますが、1V / Div垂直スケールでプロットします。 以前と同じ垂直スケールでプロットしますが、さらに時間をかけます（AC電源の電圧が増加してオーバードライブに達したとき） ご覧のとおり、オーバードライブの前に歪みは発生していません これは、最初のプロットと同じ時間ウィンドウで、200mV / Divの垂直スケールでR5の差動電圧をプロットしたものです。 ここに表示されているように、その時間ウィンドウでは、PNPトランジスタは完全なカットオフに達していますが、最初のプロットで示されているように、実際のプッシュプル出力に歪みは発生しません。
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抵抗を追加してLM324 / LM358のクロスオーバー歪みを低減
私は伝説のボブピースのビデオを見ていました。彼は、通常のLM324 / LM358は低歪みアンプではないと言っていますが、オペアンプの出力から負の電源レールに10Kの抵抗を追加すると、歪みが大幅に減少します。 ビデオではバイポーラ電源を使用しているようですので、私の質問は、LM324 / LM358を単一電源、たとえば9Vとグラウンドで使用している場合、出力からグラウンドへの抵抗を追加すると、歪みも低下しますか？オペアンプの入力に4.5Vバイアスを追加して、出力が4.5Vでアイドルになるように追加する必要があります。次の図は、私がやっていることを示しています この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 ビデオリンクは次のとおりです。とにかく、このゆがみのものは何ですか？
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パラレルスピーカーの音は悪いですが、シリアルは問題ありません
簡単なスピーカー回路を作りました。それは（少なくとも私にとって）驚くほど良い音です（ただし、オーディオファンはおそらく大声で叫び、逃げるでしょう）。現在、問題に遭遇しています。 音量を上げて音質を上げる（スピーカーが負担を分かち合うようにする）ために、4台のスピーカーに異なる構成を試してみました。スピーカーをシリアルに追加することは、オーディオ品質にのみ良い影響を与えますが、私がそれらのいずれかを並行して使用するとすぐに、オーディオ品質は著しくノイズ/歪んでしまいます。理由がよくわかりません。何が起こっている？スピーカーをシリアル化すると音質が良くなるので、スピーカーを並列化できるようにしたいのですが、ボリュームが減少します。これは、特にさらに多くのスピーカーを使用する場合には問題です。 「簡単な」修正は、より高い電圧でそれらを駆動できるように電源を増やすことですが、私はそれが少し怖いです：Pと関係するコンポーネントにより多くの圧力をかけるでしょう。レイルトゥレイルオペアンプを使用すると、状況が少し改善される可能性がありますが、プッシュプルBJT全体で電圧損失が発生します（推測）。適切なレイルトゥレイルオペアンプもありません。 -利用可能なアンペア。 それがほとんど機能するのは不愉快です。最高の音質や音量は必要ありませんが、ある程度許容できるものだけが必要です。 回路のやや不正確なシミュレーションへのリンク 追加情報： スピーカーには2つの異なるタイプがありますが、同じスピーカーを2つだけ並列にしても、ノイズ/歪みの問題が発生します（他の2つは未接続のままにします）。 それはおそらく関係ありませんが、私のデュアル電源は2つの5 V壁のいぼで構成されています。 私が使用しているオペアンプはクワッドオペアンプLM324ANです。レールツーレールではありません。 右側のオペアンプの直接出力とグランドの間に100（〜約220）オームの抵抗があると、すべての構成でノイズが減少します。理由はわかりません。間違ってケーブルを接続したとき、私はこれを偶然見つけました：p ちなみに、ノイズの影響は、スピーカーの並列化が原因で電流が流れすぎていることによるものではないと思います。音量の影響が小さいためです。それは現在の供給問題でした、そして、より多くの量は（私が思うに）それを非常に悪化させるでしょう。 最初のオペアンプの目的は、0 V〜5 Vの入力をGNDの周りに集中させることです。つまり、最初のオペアンプからの出力は-2.5 V〜+2.5 Vです。 両方のオペアンプは+5 V -5 Vレールから供給されます。残念ながら、回路図には表示されていません。 さらに調査 オーケー。そこで、オシロスコープを作動させ、スピーカーの前（プッシュプル後）に電圧を調べました。 これは、1つのスピーカーでの外観です（そして、20 kHzを超えるノイズがたくさんあります）。 これは、他の点では同じ状況下で2つの同一のスピーカーを並列にした場合の外観です。電圧は実際には低下しませんでしたが、下に聞こえるノイズであるに違いない、この奇妙なことがありました： 次の画像ではさらに目立ちます！： ところで、2番目のトレースは単なるマーカーです。グランドが表示されておらず、グランドが波形のほぼ中央にあります。 ああ！回路図が1つの重要な点で間違っていたのは非常に残念です。プッシュプル後のフィードバックはありました！このような： ================================ さらに調査と解決策 ================================ 最初に、要求に応じてtrace1のオーディオ信号とtrace2のGNDの画像。DCバイアスがあまりかかっていないようです。 しかし、オーディオが騒々しいときにレールがどのように見えるかを見てみるのは興味深いことでした。これは、正のレールとGNDの写真です。うるさく見え、音量が大きくなると悪化します。 負のレールは同じボリュームにあり、少なくとも私の目には、正のレールよりも著しく悪いです（私の遅いカメラがぼやけています！）： 私が最初に試みたのは、オペアンプの出力とグランドの間に1 µFのコンデンサを追加することでしたが、ノイズが消えたと聞いてびっくりしました !! これは、同じボリュームで負のレールがどのように見えるかですが、1 µFのコンデンサが追加されています。 簡単な1 µFコンデンサで問題が解決しました！皆さんのおかげで、私があなたの助けなしでこれを解決するのにかなり長い時間がかかったでしょう:) これは、コンデンサを追加した後の正弦波の様子です。うーん、私は一日中それを見つめることができます...： 更新2016-03-09 その後、オペアンプレベルシフターを1uF ACカップリングフィルムコンデンサと10kオームの抵抗でGND に置き換えました。音質の改善にはまったく気づきませんでしたが、オペアンプレベルシフターの代わりにコンデンサを使用した方が安全であることに気付きました。オペアンプレベルシフターを使用すると、何らかの理由で信号が高すぎるか低すぎる場合、プッシュプル出力ステージのNPNまたはPNP部分はより重い負荷を運ばなければならず、結果として加熱します（良くない！ ）。なので、ACカップリングコンデンサはそのままにしておきます。 また、PWM周波数（〜0.3mF）をフィルターで除去するためにインダクターを追加し、正弦曲線の外観を大幅に改善しました。 …
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ダイオードとコンデンサはどのようにしてクロスオーバー歪みを低減しますか？
AB級アンプとクロスオーバー歪みの低減について、次の図を見つけました。 http://www.electronics-tutorials.ws/amplifier/amp_7.html このプリバイアス電圧は、トランスまたはトランスレスアンプ回路のいずれかで、アンプのQポイントを元のカットオフポイントを超えて移動する効果があるため、各トランジスタはアクティブ領域内で半分または180°各半サイクル。つまり、180°+バイアス。トランジスタのベース端子に存在するダイオードバイアス電圧の量は、追加のダイオードを直列に追加することで倍数に増やすことができます。これにより、一般にAB級アンプと呼ばれるアンプ回路が生成されます。そのバイアス配置は以下のとおりです。 ダイオードとコンデンサがどのようにクロスオーバー歪みを低減するかについての説明がわかりません。各トランジスタ（npnおよびpnp）は180度の正弦をカバーする必要がありますが、180 +バイアスが完全な歪みを除去しないのはなぜですか、これにコンデンサとダイオードはどう関係するのですか？2×0.6Vの2倍のトランジスタ電圧降下を補償するダイオードについて読みました。コンデンサは信号をどのように平滑化しますか？
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