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スイッチモード電源（SMPS）スイッチは、完全にオンおよび完全にオフの状態になり、電圧レギュレーションを維持します。これらは、トランジスタを介して継続的に電力を消費するリニアレギュレータよりも低い電力消費を提供し、より低温で動作します。

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降圧レギュレータ回路のインダクタを選択する方法は？
おそらくレギュレータとしてMAX16974を使用して、降圧レギュレータ回路を設計しています。私は以前にそのようなことをしたことは一度もありませんでしたし、実際にはあまり多くのアナログ電子機器もありませんでした。インダクタを選択する必要がある部分で立ち往生しました。 問題の一部は、多くの選択肢があることです（ファーネルから合計13000）。私はそれらを約100までフィルターにかけました。しかし、値が正しいかどうか、そして残っている残りからどのように選択するかはまだ完全にはわかりません。 多くのコピーが作成されることはないため、価格はそれほど大きな問題ではありません。 少しグーグルで調べた後、スイッチングレギュレーターで使用するインダクタの選択に関するテキサスインスツルメンツのアプリノートを見つけましたが、その方程式で使用されている定数の一部を見つけることができませんでした。 更新：レギュレータは、10〜20ボルトの入力で使用されます（主に約15ボルト）。出力は5ボルトになり、電流は約1Aになります。 私は今、他の仕様がどこにあるべきかを本当に知りません。5VDCを必要とするさまざまな種類のデバイス（raspberry piなど）に電力を供給したり、USB経由で電話を充電したりしたいと思います。
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マイクロコントローラに電力を供給する最良の方法、SMPS vsリニアレギュレータ
12Vアダプターと2S 7.4V Li-ionバッテリーを使用して電子機器に電力を供給していますが、MCUにも電力を供給したいと考えています。アダプターとバッテリーを切り替えるには、TIのBQ24133を使用しています。 STM32L4 MCUと、カスタムPCBで3.3Vを使用する他のコンポーネントを使用します。3V3のすべてが一緒になっている場合、フル動作モードでは最大150 mAを使用します。 私は最高の/最も安いソリューションを探しています。 1.降圧コンバータとリニアリニアレギュレータを使用してMCUに電力を供給することの違いは何ですか？ 2.電圧に大きな差があるため（12-3.3 = 8.7、8.7 * 0.15 = 1.3W）、リニアレギュレータ（小さなパッケージ）が非常に熱くなるため、悪い考えでしょうか。 3.スイッチングの周波数、または出力電圧リップル（ノイズ）は、MCUの通常の動作に大きな影響を与えますか？ 4.結論として、6Vから12Vの入力電圧で電力を供給する最良の方法は何ですか？ 忍耐とご回答ありがとうございます。 答えてくれてありがとう。あなたはすべてとても役に立ちました。今まで、私は自分のプロジェクトにリニアを使用していましたが、今はお金を稼ぐかもしれません。私がこれを尋ねた理由をフォローアップし、私が作っているものを確認したい場合は、このリンクに従ってください
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1USD 11W LED電球回路と部品分析
私はこれが大したことではないことを知っていますが、それでも私はそれをやりたいのです。なぜなら3つの理由のためです：1、1米ドルしかかかりません。うん、これは非常に安価なLED電球であり、それを分解して信頼に値するかどうかを確認する必要があります。2、新しい刺激的なことを学ぶ絶好の機会です。3、Ledプロジェクトにはいくつかの部品が必要です。 （更新：実際にこの1ドルの電球はユニネックス製であることがわかりました。同様の8ワットはウェブサイトで7ドルのコストがかかるため、ここでかなりの取引があったと思います。 それが言われたので、私はそのことを分解しました、そして、私の第一印象は印象的に驚くべきです。この電球は、私が長年にわたって分解してきた他のすべての高価な電球よりも優れた部品を使用しています。これらのSMT LEDをすべてカウントしても実際には11wにならないため、これが本当に11wのLED電球であるかどうかは非常に懐疑的です。以下の写真を参照してください、Q1：これは本当に11ワットを消費できますか？ それ以外は、手動はんだ付けコネクタは粗雑です。ここで実際に文句を言うことはありませんが、うまくいくはずです。PCBは非常に素晴らしく、部品は新しくて高品質に見えます。 また、並列抵抗のペアがほとんどないことに気付きました。これは非常にクールなデザインであり、今後のプロジェクトですぐにコピーするでしょう。 私が本当に知らないことの1つは、以前に他のPSUで見たことがあると確信していることです。Q2：それは何ですか？ 最後に、このLED電球のトレース回路があります。その緑色のもの（現時点では何らかのヒューズだと思います）以外は、上の部分は簡単に理解できますが、下の部分はわかりにくいです。一番下の部分は高周波スイッチであることは知っていますが、Q3：それは実際にどのように機能しますか？（注：BがCであるかCがBであるかはあまりわかりませんが、NPNのEは正しいです。）473抵抗間に63v 330ufコンデンサもあります。回路は非常にシンプルに見えますが、私は実際には理解していません。孤立した設計ではないので、120vから65v以下にどのようにステップダウンしますか？ 修正と電圧読み出しによる更新： 私が間違っていなければ、ダイオードの1つは実際には51電圧ツェナーです。トランスフォーマーは、PCB内で0.4：3を測定します。Q3：104vdc（ポイントB）から50vdc（ポイントLED-）にどのようにドロップダウンしますか？ここには現在のパスは実際にはありません。（LEDは直列6組と並列3組で、合計3x6 =18。3.6vX6= 21.6vですが、読み出される電圧は50vで、非常に奇妙です。） 議論を支援するには：
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電話機の充電器は、出力電圧が一定で入力電圧が可変です。
私の基本的な理解は、出力が一定ではない比率であるため、トランスは一次巻線と二次巻線の比率によって電圧を下げることができるということです。 したがって、私の質問は、リンゴ電話充電器（フライバックスイッチモード電源）のような充電器は、100v-240v〜50 / 60Hzの入力をどのようにして一定の5v出力を作成できるのでしょうか？ 上記は、Apple Phone充電器の想定回路図です。 この一定の出力電圧はフライバックトランスの影響ですか？（私は、DCからACへの電源供給の経験がほとんどありません。）
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ブーストコンバーターの最小スイッチング周波数
ブーストコンバーターのスイッチング周波数が100kHzを超えるのはなぜですか？ 周波数が100kHzから上方に増加するにつれて、インダクタから生成されるリップル電流が減少し、インダクタの時間経過に伴う電流変化が減少し、コンポーネントがより大きく処理する必要がないため、コンポーネントを小さくすることができます（相対）電流。ただし、これらは、MOSFETのスイッチング損失による効率の低下、およびインダクタのコアによる損失によって相殺されます。 したがって、周波数を下げることで効率を上げることができるのであれば、低い周波数で周波数を切り替えないでください。たとえば、100Hz〜10kHzの範囲ですか？電力損失の主な原因として、インダクタが処理しなければならない電流の変化が大きすぎて、インダクタ配線の抵抗損失が支配的になり始めているのでしょうか？
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鉢植えエレクトロニクスの小石
私は最近、12Vハロゲン照明用の電源の故障を調べていましたが、ポッティングコンパウンドの異常な質感に気付きました。私はそれをドライバーで削ってみましたが、とても驚きました。 はい、小石。しかし、なぜ？特別な小石ですか、それとも普通の小石ですか？
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なぜ降圧コンバーターをクロックするのですか？
これがすでに尋ねられている場合はおologiesびしますが、簡単に答えを見つけることができませんでした。 だから-私たちは皆、降圧コンバータの基本設計を知っています：閉ループクロックPWMをローパスフィルタに入れます。 しかし、私の質問は...クロッキング部分が必要ですか？出力電圧が特定の「低レベル」に達したときにスイッチを閉じ、出力電圧が特定の「高レベル」に達したときにスイッチを開くことにより、誰かが降圧コンバータを作成できますか？ したがって、基本的には、リンギングを防止するためのヒステリシスを備えたアンクロックフィードバックループです。
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チャージポンプが低電流アプリケーションにのみ使用されるのはなぜですか？
通常、SMPSで最も高価な（そして入手が難しい）要素はインダクタです。したがって、たとえばベンチトップ電源、固定高出力DC-DCコンバーター（数アンペア、数百ワットの電力）など、一般的なユースケースにインダクタレススイッチングモード電源（チャージポンプ）を使用できるかどうか疑問に思いました）など 私が見つけることができたすべてのチャージポンプ設計は、低電力アプリケーション用でした。高出力インダクタレス電源の設計を妨げるものは何ですか？固有の物理的な制限はありますか？
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フライバックコンバータートポロジの有効電力制限は何ですか？なぜですか？
いくつかの異なる絶縁コンバータートポロジーを見ると、フライバックは一見すると最も単純なように見えます。スイッチは1つしかないため、ドライバーは1つだけであり、他のすべての条件が同じであればコストを削減できます。ただし、高出力レベル（5kW +）では、フライバックは一般に実用的とは見なされないようです。なぜキャリアの早い段階で理由を尋ねたところ、得られた答えはあいまいでした。 自分のフライバックトランスをよく巻いている人に会いました。彼は一度で500Wを得たが、かろうじて、そして変圧器を最適化するために多くの巻き戻しをしたと彼は言った。私が話していた商業メーカーは黙っていた、またはフライバック変圧器をそんなに大きくするために私が何をしていたのかと聞いて異常なことをした。 私が出会った古い本では、フライバックトランスは高周波で動作する必要があり、利用可能なスイッチはそれらの電力レベルでのフライバックコンバーターのストレスに耐えることができなかったと述べました。ただし、これらのストレスがブーストコンバーターなどの他の単一スイッチトポロジーよりも悪かった理由は明らかではありませんでした。また、周波数をそれほど高くする必要がある理由も明確ではありませんでした。変圧器/結合インダクタ全体で非常に密な結合が必要であり、コアの材料とサイズの選択を制限し、周波数の選択を決定し、さらにスイッチの選択を決定するためです。しかし、それは単なる推測です。 それで、本当の取引は何ですか？フライバックトポロジの有効電力制限とは何ですか。なぜですか。
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ACアダプターを最初にデバイスに接続し、次に電源に接続すると、電圧スパイクの危険性がありますか？
私が出会ったいくつかのさまざまな電子機器のマニュアルでは、まずACアダプタを機器に接続し、次に電源に接続することをお勧めします。主電源に接続すると、既に接続されているデバイスに電圧スパイクが送信される可能性があると思ったので、逆の順序が安全だといつも思っていました。電源（ラップトップまたはその他の電子機器のアダプター）は、接続時にデバイスに害を及ぼすリスクがないように設計されていますか？これらの用語では、両方の接続注文は等しく安全ですか？
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私のMOSFETドレイン電圧降下のこの膝の原因は何ですか？
最終更新： 以前は不可解だったパワーMOSFETスイッチング波形が揺れ動くことを理解してください！@Mario は、IRF2805のような多くのパワーMOSFETに典型的な、いわゆるVDMOSデバイスに特有の以下の根本的な原因を明らかにしました。 更新： 手がかりを見つけました！:) @PeterSmithは、以下のコメントの1つで、MOSFETデータシートのゲート電荷の仕様を理解するための優れたリソースについて言及しています。 6ページの2番目の段落の最後に、 > 0の場合にが一定になる（関数として変化しなくなる）との考えへの言及があります。メカニズムに言及しましたが、それは私に膝でで何が起こっているのかを考えさせました： V D S v G D v G DCG DCGDC_{GD}VD SVDSV_{DS}vG DvGDv_{GD}vG DvGDv_{GD} そして、銃の息子、が0Vを超えるところが正しいことが。vG DvGDv_{GD} ですから、その駆動メカニズムが誰かが理解していれば、それが正しい答えだと思います:) スイッチングコンバータの研究の一環として、MOSFETのスイッチング特性を綿密に研究しています。 私は非常に単純な回路を次のように設定しました： これにより、シミュレーションでこのMOSFETターンオン波形が生成されます。 ミラー高原への約20％のドレイン電圧降下に膝が現れます。 私は回路を作りました： そして、スコープはシミュレーションを非常によく確認します： 「プリシュート」バンプ（負荷抵抗を介して「逆方向」に流れる充電電流）は理解していると思いますが、ドレイン電圧降下の膝をどのように説明するかについては不思議です。CgdCgdC_{gd} MOSFETの経験が豊富な人に理解してもらえますか？
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スイッチング電源の抵抗に関するアドバイスを求める
液晶モニターの電源を修理しようとしています。これは、20〜30ワットの範囲のOB2268APを中心としたかなり基本的なデザインです。メインMOSFETが短絡し、レギュレータICの1つのピンが蒸発し、2つの抵抗器が焼き切れて別の抵抗器に損傷を与え、付随的な損傷が発生したため、電源装置は壮観に故障しました。 主回路電圧をフィルタリングして整流した後の回路の一部です。そのため、U +とU-の間には約300V DCがあります。 PCBにはいくつかの奇妙な点があります： R706は抵抗ではなくチョークインダクタです（意味があります） ZD702はマウントされていません R708は抵抗ではなくツェナーダイオードです。指定の終わりに「24」を確認できるので、おそらく24ボルトのツェナーです。 R710とR712はサクサク焼けたので、元の値がわかりません。値についてアドバイスが必要です。OB2268のリファレンスデザインではR710について言及していませんが、Q701のゲート容量に対する何らかの「保護」を備えているのは低オーム抵抗だと思います。たぶん2.2Ω、4.7Ωのようなものでしょうか？ゲートのそれ以上の上昇時間と下降時間は影響を受けると思います。 私が困惑しているのはR712です。ICのピン6は、電流リミッターのSENSE入力です。しきい値は0.86ボルトです。0.25アンペアの制限となる3.3ΩのR711と合わせて。R708が実際に24ボルトのツェナーダイオードである場合、IC自体の電源回路（D703、 'R'706など）の二次制限として機能します。それで、R712のあなたの推測は何ですか？値は重要ではないかもしれません（データシートによると、ピン6の入力抵抗は40kΩです）、多すぎる可能性があります。そうでない場合、ツェナーR708は確実に機能しません。 更新：R711は実際には0.33Ω 更新2：以下のコンポーネントで修復しました： Q701: IRFB9N60A (600 V, 9.2 Amp mosfet) R701: 2.2 ohm R712: 1 kohm I702: an optocoupler I had lying around :P Q701のゲートにオシロスクープを接続しました。立ち上がりエッジは少し湾曲しており、振動/オーバーシュートが少しありますが、それ以外の場合は問題ないようです。下降エッジはまっすぐで鋭利です。 IRFB9N60Aに関する注意：元の7N80Cとは対照的に、このトランジスタは絶縁パッケージではありません。
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典型的なコンピューターの電源ユニットは、電力をリードしていますか、それとも遅れていますか？
コンピュータの電源には、使用中の力率を抵抗性負荷に近いレベルに上げる「力率補正」機能が備わっていることがよくあります（1）。力率改善がない場合、電源装置の負荷がどうなるか知りたいです。（スイッチングモードの電源はインダクタとコンデンサの両方を使用します。ただし、AC側の負荷がどのように見えるかはわかりません）
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FETの両端のコンデンサがリンギング/歪みを最小限に抑えるのはなぜですか？
Hブリッジをベースにした24Vから350VのDC-DCコンバーターを設計しています。電力要件は500Wで、回路は20KHzで動作します。デザインはかなりうまくいき、200Wの負荷で約90％の効率を達成しました。回路の主な問題はリンギングです。トランスがH-Bridgeに接続されている場合、波形が歪む/リンギングします。変圧器がなければ、負荷がかかっていても波形は非常にきれいです。下の図は、トランスが接続されているが負荷がない場合の波形を示しています。 すべてのFETにコンデンサを追加すると、歪みを大幅に最小化できることがわかりました。これは、これを示す私のoスコープの写真です（左は負荷なし、右は抵抗負荷200Wです）。トランスからの出力はフルブリッジ整流器で整流され、コンデンサーで平滑化されることに注意してください。 だから私の質問は：FET全体のコンデンサが歪みを最小限に抑えるのはなぜですか？サーキットでは何が起こっていますか？私は最初にFET全体にRCスナバを追加しましたが、回路は抵抗とコンデンサだけなしではるかにうまく機能します！ これが回路図とレイアウトの写真です：
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