フライバックコンバータートポロジの有効電力制限は何ですか？なぜですか？

いくつかの異なる絶縁コンバータートポロジーを見ると、フライバックは一見すると最も単純なように見えます。スイッチは1つしかないため、ドライバーは1つだけであり、他のすべての条件が同じであればコストを削減できます。ただし、高出力レベル（5kW +）では、フライバックは一般に実用的とは見なされないようです。なぜキャリアの早い段階で理由を尋ねたところ、得られた答えはあいまいでした。

自分のフライバックトランスをよく巻いている人に会いました。彼は一度で500Wを得たが、かろうじて、そして変圧器を最適化するために多くの巻き戻しをしたと彼は言った。私が話していた商業メーカーは黙っていた、またはフライバック変圧器をそんなに大きくするために私が何をしていたのかと聞いて異常なことをした。

私が出会った古い本では、フライバックトランスは高周波で動作する必要があり、利用可能なスイッチはそれらの電力レベルでのフライバックコンバーターのストレスに耐えることができなかったと述べました。ただし、これらのストレスがブーストコンバーターなどの他の単一スイッチトポロジーよりも悪かった理由は明らかではありませんでした。また、周波数をそれほど高くする必要がある理由も明確ではありませんでした。変圧器/結合インダクタ全体で非常に密な結合が必要であり、コアの材料とサイズの選択を制限し、周波数の選択を決定し、さらにスイッチの選択を決定するためです。しかし、それは単なる推測です。

それで、本当の取引は何ですか？フライバックトポロジの有効電力制限とは何ですか。なぜですか。

フライバックトポロジーからの出力電力にハードリミットはありません。これは、特定の状況に最適な問題です。1kWのフライバックを作成することもできますが、経済的ではないでしょう。これは、彼らが3セントのダイオードを介してカーペットに血を流す会議を持ち、製品に余分な数ペニーのコストを費やすよりも別のフルタイムのエンジニアを雇う方が安上がりであることを認識しているビジネスです。要件に最適なトポロジーは、キャリアを短縮する可能性があります。

フライバックコンバーターは、コアの使用効率を下げます（コアのコスト、サイズ、重量が増加します。これは、電力レベルが高くなるほど重要になります）。Russellが指摘するように、フライバックは、スイッチがオンのときにエネルギーを伝達する他のほとんどのタイプとは異なり、伝達されたエネルギーをインダクターに保存し、それを出力に放出します。つまり、すべてのエネルギーが単一のスイッチによって転送されているため、現在のストレスは必然的に高くなる必要があり、一部の時間にしか発生しません。（一部の損失は電流の2乗に比例するため、33％の時間で10Aと100％の時間で3Aは同じ負荷電力を表しますが、低デューティサイクルスイッチの抵抗損失は3.7倍高い。

フライバックにおけるスイッチの電圧ストレスは、2スイッチフォワードコンバーター（入力電圧のみ）と比較してはるかに高くなります（入力電圧が2倍）。これにより、特にMOSFETの場合、スイッチはより高価になり、チップサイズ（したがってコスト）は電圧定格とともに急速に上昇し、他のすべての条件は同じになります。電圧の影響を受けにくい（コストのかかる）スイッチはかなり遅くなる傾向があり（BJTとIGBT）、大きなコアが必要になるため、フライバックコンバーターにはあまり適していません。

フライバックコンバーターにはいくつかの利点があります（単一のスイッチのために潜在的な単純さ、漏れインダクタンスが機能するため出力インダクターが不要、広い入力電圧範囲）。

そのため、ACアダプターで使用されているフライバックコンバーターはほとんど常に表示され、250W以上のPC電源では表示されません。両方のアプリケーションで、安全に絞り出せる余分なコストが絞り出されています（場合によっては、それ！）。

就寝時間-短い答え。すべて幸せです:-)。

あなたは「フライバック」と「ブースト」を区別します-同じことを意味するかもしれませんが、そうではないかもしれません。

フライバックの最もユニークな機能は、スイッチがオンのときに伝達されるエネルギーがインダクターに完全に保存され、スイッチがオフのときに崩壊する磁場によって出力に伝達されることです。いくつかの考えは、エアギャップコア（またはエアギャップがインダクタ全体に分布しているコア）では、実際にはエネルギーが主にギャップの「空気」に保存されていることを明らかにします-「堅牢な反対のコメント」を引き付けるステートメント。正確な保管場所に関係なく、エネルギーは磁場に保管され、電力を増やすにはコアサイズを増やす必要があります。

スイッチのオン状態の間に電力を転送するコンバーターは、エネルギーの貯蔵のために主にコアとフィールドに依存しません。

フライバックシステムでより多くの電力を転送するには、サイクルごとに転送されるエネルギーおよび/または1秒あたりのサイクル数を増やす必要があります。完全に「放電された」インダクタの場合：

• $E$$\frac{1}{2}LI^2$

• $f\cdot\frac{1}{2}LI^2$

$f$
$I$
$L$

$L$$I = V\cdot t/L$$t$$V$

$f\cdot\frac{1}{2}LI^2$$I$$L$$E$

$t_{charge}$$<$$<<$ $1/f$$t_{off}$$t_{on}$

初期のMOSFETは、カットオフ周波数が非常に制限されていました。最新のFETははるかに高性能ですが、高速高電圧スイッチングIGBTは多くの場合有利です。

したがって、フライバックコンバーターが数百ワット以上、通常はそれ以下であるとは考えにくいでしょう。

もっと後で。

スイッチキャパシタンスを閉じるたびにエネルギーが失われます。

これにより、ますます増加する周波数は、インダクタンスが低くなる代わりに、エネルギー貯蔵ギャップが大きくなるフライコアに対する非現実的な答えになります。

あなたは多くのターンを持つ大きなコアを持つことができますが、それからあなたは銅でより多くを失っています。

SIC、GAN、およびシリコンスーパージャンクションのmosfetはすべて、10年前の最高のデバイスよりもはるかに少ない静電容量です。より高出力のハードスイッチングフライバックが可能です。

最良の技術は、スイッチをオンにする前に、共振を使用してスイッチに蓄積された電荷の一部またはすべてを除去します。

スイッチのピーク電流とピーク電圧は実用的な電力出力を制限しますが、半導体は大幅に改善されています。たとえば、SiC 1200ボルト100mオームMosfetは30アンペアのピークをオフにすることができます。したがって、1Kwをオフラインで考えることができます。これらの最新のスイッチはスイッチング損失が低いですが、負荷に到達しないトランスの漏れインダクタンスに閉じ込められたエネルギーがあり、オーソドックスなトランス技術を使用した場合、通常の周波数で動作しているときに予想されるスイッチング損失よりも悪いことがわかります。SOアクティブクランプまたはリークに対処する何かは、低損失で高電力へのパスポートです。