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オペアンプの構造と用途に関する質問、

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オペアンプ-単一電源またはデュアル？
オペアンプを選択しようとしていますが、オペアンプに正と負の電源が必要かどうか、またはグランドと正の電源に接続できるかどうかがわかりません。 データシートで何を探す必要がありますか？ また、レール電圧と比較して、出力の「ドロップアウト」はどこにありますか？
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この受動的な非反転アンチログ回路は機能しますか？
下の回路の左側のポテンショメータは、実際にはオーディオボリュームコントロール用に設計されたデジタルポテンショメータの出力であるため、出力は内部で0dBから-64dbまでの64対数ステップを提供するように構成されています。それを変えることはできません。結局のところ、出力を使用して、内部DSPプロセッサを備えたオーディオアンプを制御する必要があります。DSPプロセッサは、オーディオボリュームを制御するために0〜3.2VDCを受け入れます。その増幅器は現在、線形ポテンショメータからその電圧を取得しているため、内部で独自の線形から対数への変換を行っています。したがって、ダイオードなしで示されている回路を使用して、R11とR12だけを0-12Vを3.2V範囲に変換する簡単な分圧器として使用すると、動作しますが、応答は理想的ではありません。デジタルポットの出力は1 dBステップで電圧を進めているため、「ステップ」特に音量が大きくなると、そのアンプの出力レベルで音が顕著になります。そのため、対数ステップを線形近似に変換する必要があります。つまり、対数関数が必要です。 そこで、示されているように、2つのダイオードネットワークで対数曲線を近似することを考えています。基本的に、出力電圧は最初は入力電圧に追従しますが、D2として徐々にゆっくりと上昇し、その後D3-D4ペアが導通し始めます。ボリュームコントロールのサウンドの応答性を高めるのに十分に機能しているように見えますが、どういうわけかこの回路は私にとって「ハック」のように思えます。誰もが大量の追加部品を含まないより雄弁な解決策を提案できますか？ 補遺...上記の回路で終日試行錯誤を繰り返し、線形ランプを供給し、入力と出力を比較した後、最適化するのが難しすぎると判断しました。最大基準電圧（上記では12 V）がまったく変化しても、必要な応答を再現するには、あまりにも多くの抵抗を変更する必要があります。しかし、気まぐれに私はこれを思いついた。この構成でアンチログ（またはログ）応答を実際に近似しているかどうかは正直わかりませんが、最大入力基準電圧が少なくとも2である限り、希望する応答に「調整」するのは非常に簡単ですまたは、目的の最終出力の最大3倍。要点は、入力POTをより高く調整すると、出力が入力から徐々に分岐するため、入力の変更が出力に与える影響が次第に小さくなることです。 なぜこれがうまく機能しているように見えるのか、私が実際に求めている非反転ログ曲線を近似しているのか、もっと簡単にできるのかについてのコメントを歓迎します。しかし、最終的には、他の誰かが同様の問題に遭遇した場合、これは非常にうまく機能するようです...少なくとも私の耳には！ 別の補遺：同様の回路を必要とするこれに従う人の利益のために、単電源OP-AMP回路の一般的な選択であるにもかかわらず、LM324を指摘する必要があります。回路。その理由は、このOPアンプは内部BJTトランジスタに基づいているため、0.6ボルト未満の出力を実際に「駆動」することはできません。私の場合、LOG応答曲線をそのポイントより下で開始する必要はありませんでしたが、回路はまだ小さな正のバイアス電流を持つ既存の回路に0-3ボルトを出力する必要があったため、できませんでしたバッファとして使用する最終オペアンプを接地した場合でも、出力をゼロに調整します）。FETベースであるため、クワッドOPアンプをTexas Instruments TLC274のようなものに置き換える可能性があります。
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ユニティゲインバッファーのフィードバックパスにあるコンデンサーの目的は何ですか？
このサイトを初めて使用するとき、私はEEの学生であり、オペアンプを研究しています。これまでのクラスでは、「理想的な」オペアンプについてのみ説明してきましたが、このレイアウトのオペアンプを見て、「C1」と「R1」の用途を明確にできる人がいるかどうか疑問に思いましたか？ 私はオンラインで答えを探していて、「R1」が何をしているのかをよく理解していると信じていますが、「C1」が何を達成しているかについての答えを見つけることができませんでした。 これは課題ではなく、私自身の好奇心です。
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オペアンプのポジティブフィードバックとネガティブフィードバックはどのように異なるのですか？両方が存在する回路を分析する方法は？
オペアンプでは、正の入力に対するフィードバックにより飽和モードになり、出力はV +-V-と同じ符号になります。負の入力に対するフィードバックは、それを「レギュレータモード」にし、理想的にはVoutはV + = V-のようになります。 オペアンプはフィードバックに応じてどのように動作を変更しますか？それはより一般的な「行動法」の一部ですか？[編集：追加された電圧のラインの何かが、+フィードバックの場合にエラーを減らすのではなく、エラーを増やすのではないでしょうか？] 両方が存在する回路をどのように分析できますか？ 両方を同時に首尾一貫した方法で答える人は、投票の票を獲得します。
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この高インピーダンス入力用のクランプ分圧器は、優れた堅牢な設計ですか？
AC入力は次のとおりです。 ±10Vから少なくとも±500Vの範囲で連続的に設定できます。 約1 Hz〜1 kHzで動作します。 100kΩ以上のインピーダンスが必要です。それ以外の場合は、振幅が変化します。 時折切断され、システムがESDイベントにさらされる可能性があります。 入力が20V未満の場合、ADCで波形をデジタル化する必要があります。20Vを超える場合、範囲外として無視できますが、システムを損傷する必要はありません。 ADCには比較的硬い信号が必要なので、入力をさらにステージ用にバッファリングする必要があります（それらでは、バイアスをかけ、0Vから5Vにクランプし、ADCに供給します）。 最初の入力ステージ用に次の回路を設計して、安全で強力な出力を得て、さらに次のステージに送ることができます。 この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図 私の目標は： ソースのインピーダンスが100kΩ以上であることを確認してください。 ±20V入力を約±1.66V出力に変更します。 堅い出力を提供します。 連続的な高電圧入力（少なくとも±500V）を安全に処理します。 ±7.5Vレールに多くの電流/電圧をダンプせずにESDイベントを処理します。 回路設計の理由は次のとおりです。 R1とR2は分圧器を形成し、電圧を12倍に減らします。 TVSは、私の（弱い）±7.5Vレールに何をダンプすることなく、私の強い地面にそれらをダンプする、入力のESDイベントから保護するために迅速に反応し、ダイオード。 TVSのダイオードはまた、極端な過電圧を処理グランドに短絡することにより（±500Vを維持）。これらの場合に電流を制限するのはR1を過ぎています。 D1とD2は分圧電圧を±8.5Vにクランプするため、C1に高電圧コンデンサは必要ありません。R1の後にあるため、それらを流れる電流も制限されます。 C1は入力信号を分離します。双極電解になります。1 Hzの信号が影響を受けずに通過できるようにするには、比較的大きな静電容量が必要です。 C1»112個のπR2C1≪ 1 Hz12πR2C1≪1 Hz\frac{1}{2 \pi R_2 C_1} \ll 1 \text{ Hz} C1≫ 12個のπ× 1 Hz × 220 k Ω= 8 μ FC1≫12π×1 Hz×220 kΩ=8μFC_1 …
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負帰還を使用してボルテージフォロアが定常状態に達する方法の段階的な説明
少々待ってください！私は、負のフィードバックが最終的に何をするのか、なぜそれを使用すべきなのかを理解しようとはしていません。回路がどのように定常状態に達するのか、そしてステップバイステップで負帰還がどのようにVoutをVinと同じにするのかを理解しようとしています。これは、他の回答では適切に対処されていません。 オペアンプのゲインが10,000、電源が15V、Vinが5Vであると仮定します。 私の理解によると、これはそれがどのように行くかです： は 5 Vであるため、 V o u tは50,000 Vである必要があります。ただし、オペアンプの電源により15Vに制限されています。VI NV私nV_{in}VO U TVoあなたはtV_{out} その後、 V o u tは V −に戻されますが、負のフィードバックであるため、 V i nから減算されます。VO U TVoあなたはtV_{out}V−V−V_-VI NV私nV_{in} したがって、差動入力電圧は5V-15V = -10Vになります 次に、これはオペアンプによって-15Vに増幅されます（飽和のため） 現在、負のフィードバックを介して-15 印加されますが、二重負のため5 Vに追加されますVI NV私nV_{in} したがって、差動入力は20Vで、は15Vです（飽和のため）VO U TVoあなたはtV_{out} オペアンプが飽和に達するたびに、出力を反転するだけのようです ここで明らかに間違ったことをしました。この方法では、出力が5Vで安定することはありません。実際にどのように機能しますか？ 優れた答えのために、私（と思う）は、負帰還の動作を理解しています。私の理解によると、これはそれがどのように行くかです： 簡単にするために、入力は5Vへの完全なステップであるとしましょう（そうでなければ、出力は過渡入力に追従し、すべてを「連続」にし、ステップで説明するのが困難になります）。 最初は、入力は5Vであり、現在出力は0Vであり、0VはV i nにフィードバックされていますVI NV私nV_{in} そのため、差動電圧は5Vです。オペアンプのゲインは10,000なので、50,000Vの出力（実際には供給電圧によって制限されます）を生成する必要があるため、出力は急速に増加し始めます。（V+− V−）（V+−V−）(V_+ - V_-) …
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データシートから直接：これは本当に賢明なフィルター回路ですか？
Cirrus Logic CS42426-CQZは、カスタムUSBサウンドカードで使用したいオーディオコーデックです。そこからデータシートをダウンロードできます。 61ページのデータシートには、各A / DおよびD / Aチャネルの推奨回路がありますが、そのような複雑さの目的はわかりません。確かに、彼らは差動とシングルエンドの間で変換していますが、それを行うより簡単な方法もあります。 それらの回路図をいくつかのオープンソースシミュレーションソフトウェア（http://qucs.sourceforge.net/）にコピーしましたが、周波数応答は規定の目的にさえ合致しません。しかし、少なくとも可聴応答はややフラットです。 ADC入力：（ わかりましたので、アンチエイリアシングフィルターの一部としてADC自体のCMRRに依存しています。その考えは好きではありません。） DAC出力： 実際のアプリケーションでそれらの回路を使用することについて彼らは実際に真剣だと思いますが、それについて何かが正しくないと思われます。私が言ったように、可聴応答はかなり平坦なので、携帯電話や他のRFがなくてもおそらく大丈夫に聞こえますが、OpAmps 101の古いクラシックを使ってもっとうまくやれると思います。 オーディオADCを20kHzの公称ゲインから300kHzのピークまで上昇させる正当な理由は本当にありますか？あるいは、DACが20Hzから0.5Hz付近まで同じことをするのでしょうか？ 完全を期すために、ここにシミュレーションファイルを示します。それらをプレーンテキストファイルにコピーし、システムで問題がなければ拡張子を.schに変更し、Qucsで開きます。 ADC入力： <Qucs Schematic 0.0.18> <Properties> <View=785,329,2079,1333,0.883466,0,0> <Grid=10,10,1> <DataSet=DiffAmpIn.dat> <DataDisplay=DiffAmpIn.dpl> <OpenDisplay=1> <Script=DiffAmpIn.m> <RunScript=0> <showFrame=0> <FrameText0=Title> <FrameText1=Drawn By:> <FrameText2=Date:> <FrameText3=Revision:> </Properties> <Symbol> </Symbol> <Components> <GND * 1 1120 480 0 0 0 0> <VProbe In 1 …
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ユニティゲインオペアンプの安定性の問題
学生主導型プロジェクトのハードウェアインループテスト用の制御電源の一部として、最大1 Aをソースできる電流バッファー（電圧フォロワー）を開発する必要がありました。 この単純な回路を実装しようとする（悪い）考えがありました。 フィードバックループ内のPMOSはインバーターとして機能し（V_gateが多く、V_outが少ない）、そのためループは負ではなくopAmpのPOSITIVE端子で閉じます。 ラボでは、VREF = 5VおよびVIN = 7Vに設定しました。次に、VOUTで5Vを取得する必要がありますが、この制御不能な出力VOUT を取得します。 そして、これは制御信号です（MOSFETのゲートに接続されたopAmpの出力） 異なるVREF、VIN、Rloadの下で同様の動作を見つけます。また、opAmpの出力はどのレールにも飽和していないことに注意してください。 私の想定では、ループのゲインは、opAmpの安定性を維持するには高すぎます。 私は制御システムとオペアンプのバックグラウンドを持っていますが、この状況を解決するためにそれを適用する方法がわかりません... ループを安定させるために、いくつかの位相シフトネットワークを適用することは可能ですか？ 「クイックハック」または教育的な答えの両方に感謝します！
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オーディオアンプオペアンプ
マイクロコントローラーが信号を生成し、アンプを使用して8Ωスピーカーを駆動する回路を設計しようとしています。私はこれまでLM386を使用しましたが、1Wを超えることはできませんでした。それに加えて、マイクロコントローラーの出力に（2次の）アンチエイリアシングLPFを追加したいと思います。 一般的な回路図は次のとおりです。 スピーカーに2Wを供給したい場合、スピーカーに4v、500mAが必要です。この方法でそれを行うことは可能ですか、それとも私のニーズに合ったより良い回路がありますか？これらの要件を満たすことができるオペアンプはありますか？
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コンパレータ回路図記号
この回路図は最近の質問に表示されます。三角形はオペアンプまたはコンパレーターである可能性があります。これらは両方とも同じ接続を持っているからです。（なぜ）コンパレーター用の別個の記号がないのですか？オペアンプとコンパレータの機能は大きく異なります。 または、@ boardbiteがコメントで書いているドキュメントから：
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Twin-Tアクティブノッチフィルター解析
Twin-T Active Notch Filterの分析のヒントを教えてください。デルタ星変換を試してからノード解析を行いましたが、方程式が矛盾することになりました。例として、テキサスインスツルメンツのアプリケーションノート「オーディオ回路コレクション、パート2」の図1をご覧ください。 私が研究しているより一般的な例では、C4 / C5とR6 / R7（およびそのVcc）を削除し、T受動部品を次のように整合コンダクタンスとして扱います。 R1とR2がY1になり、R3が2Y1になり、C1とC2がY2になり、C3が2Y2になり、R4とR5抵抗R1とR2を備えた一般的な分圧器
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クリーンな増幅マイクをアナログからデジタルに変換する方法は？
過去数日間、このプロジェクトに関連するいくつかの質問をしましたが、すべてをまとめることはできません。 エレクトレットマイクをオペアンプに接続し、arduinoマイクロコントローラーに出力しました。マイクロコントローラーのADCは、0〜5 vVの範囲を10ビット数（0〜1023）に変換します。 3種類のアンプチップを試しました： LM386-オペアンプではないため、このチップはこの目的に適していないというフィードバックがあり、期待通りに正しく動作しませんでした。 LM358-作品 UA741-動作、LM358以上の増幅 私はこの回路図に正確に従いました（良好なゲインを得るために抵抗値を台無しにしたことを除く）。R5には50kオーム、R2には10オームを使用しました。 問題は、後者の2つのチップからの出力が「クリーン」ではないことです。ArduinoのanalogRead（）は、マイクにノイズが出なくても、常にゼロ以外の値を読み取ります。ノイズを出すと読み取り値は正しく反応しますが、「ゼロ」値はゼロではありません。時々、「ゼロ」値がちらつきさえして、読み取り値を常にオフにします。うまくいけば、それは理にかなっています。 これを整理するのを手伝ってもらえますか？ 同様に重要でない追加情報：私は最終的にこのようなものを作ろうとしています。
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ディスクリートコンポーネントを使用したオーディオ遅延
ディスクリート部​​品を使用してオーディオ遅延を引き起こす回路を作りたいです。 オペアンプを使用して小さな位相シフトを実行できることは知っていますが、ミリ秒または秒の範囲の何かを探しています。 少なくとも簡単に、個別のコンポーネントでこれを行う方法はありますか？ 編集：私は同期の目的だけでなく、リバーブなどの両方のためにこれを知りたいです。これには2つの完全に異なるパスが必要な場合がありますが、両方のパスは私がやろうとしている作業に適用できます。
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このオペアンプバッファは振動しているので、理由がわかりません
現在、これは回路基板上の唯一の組み立て部品です。これは、入力にあるべき単純な反転バッファ回路です。オペアンプ（LTC6241HV）は、リニアベンチ電源から+/- 5Vで駆動されます。電源ピンは、0.1uFのコンデンサでバイパスされます。 1KHzの正弦波を入力していますが、出力では1KHzの信号に〜405KHzの正弦波が重畳されています。2つ目のPCBを作成しようとしましたが、結果はまったく同じです。 誰がこれの原因であるかを知っているなら、私は聞いてうれしいです。 LTC6241HVデータシート
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