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MC34063 アプリケーションノートは、次のように最小インダクタのサイズを計算する式を示しています。 Lmin=Vin−Vsat−VoutIpk(switch)tonLmin=Vin−Vsat−VoutIpk(switch)tonL_{min} = \frac{V_{in} - V_{sat} - V_{out}}{I_{pk}(switch)} t_{on} ただし、これは、I pk（スイッチ）（たとえば、最大スイッチ電流）が減少すると、最小インダクタサイズが増加することを意味します。これは、このようなインタラクティブな計算機によってバックアップされ、同じ効果を示します。 なぜこれが当てはまり、ピーク負荷で動作している場合にのみレギュレータが設計どおりに機能することを意味するので、より小さな負荷を処理したい場合はインダクタのサイズを大きくする必要がありますか？

27 inductor  dc-dc-converter  buck  switch-mode-power-supply 

私は、PCBの12Vから5Vへの降圧コンバータの部分で高い（〜4％）故障率を経験している配備済み設計を持っています。回路での降圧コンバーターの役割は、12 V入力（接続された鉛蓄電池から）を5 Vに降圧し、それをバッテリー充電のためにUSB-Aレセプタクルに供給することです。 返品されるすべてのユニットは、同じ特性のブローアップ降圧コンバーターICを備えています。 このICは、Texas InstrumentsのTPS562200DDCTです（信頼できる製造元なので、私は聞きます） これがデータシートです。 故障したユニットの写真を次に示します。 概略図は次のとおりです。 ボードのそのセクションのPCBデザインファイルを以下に示します。 降圧コンバーターICの故障を分析する際、低バッテリー遮断回路は無視できると思います。回路のその部分は、バッテリーの電圧が11 Vを下回ると、基準電圧とローサイドパスFETを使用して、バッテリーの負端子を回路の他の部分から切り離します。 TPS562200DDCTには過電流保護が組み込まれているため、USBレセプタクルに接続されたデバイスの外部短絡は原因ではないと思われます。 7.3.4電流保護出力過電流制限（OCL）は、サイクルごとの谷検出制御回路を使用して実装されます。スイッチ電流は、オフ状態の間、ローサイドFETのドレインからソースへの電圧を測定することにより監視されます。この電圧はスイッチ電流に比例します。精度を向上させるために、電圧検出は温度補償されています。ハイサイドFETスイッチのオン時間中、スイッチ電流はVIN、VOUT、オン時間、および出力インダクタ値によって決定される線形レートで増加します。ローサイドFETスイッチのオン時間中、この電流は直線的に減少します。スイッチ電流の平均値は負荷電流IOUTです。監視されている電流がOCLレベルを超える場合、コンバータはローサイドFETをオンに維持し、電圧フィードバックループが1つを必要とする場合でも、新しいセットパルスの作成を遅らせます。現在のレベルがOCLレベル以下になるまで。後続のスイッチングサイクルでは、オン時間は固定値に設定され、電流は同じ方法で監視されます。過電流状態が連続したスイッチングサイクルに存在する場合、内部OCLしきい値が低いレベルに設定され、利用可能な出力電流が減少します。スイッチ電流が低いOCLしきい値を超えないスイッチングサイクルが発生すると、カウンターがリセットされ、OCLしきい値が高い値に戻ります。このタイプの過電流保護には、いくつかの重要な考慮事項があります。負荷電流は、ピーク間インダクタリップル電流の半分だけ過電流しきい値よりも高くなっています。また、電流が制限されている場合、要求される負荷電流がコンバータから利用可能な電流よりも高くなる可能性があるため、出力電圧は低下する傾向があります。これにより、出力電圧が低下する場合があります。VFB電圧がUVPしきい値電圧を下回ると、UVPコンパレータがそれを検出します。その後、デバイスはUVP遅延時間（通常14μs）後にシャットダウンし、しゃっくり時間（通常12 ms）後に再起動します。 だから、誰もこれがどのように起こったのか考えていますか？ 編集 TI WEBENCH Designerを使用して降圧コンバータのコンポーネント値と動作点を見つけるために使用したリファレンスデザインへのリンクは次のとおりです。https：//webench.ti.com/appinfo/webench/scripts/SDP.cgi ？ID = F18605EF5763ECE7 編集 ここでラボでいくつかの破壊テストを行ったところ、逆極性でバッテリーを接続した場合に降圧コンバーターがあった場所に非常に似た外観の溶融プラスチックの山があることを確認できます。バッテリーコネクタの選択により、偶発的な逆極性プラグインが発生する可能性が比較的高いため（たとえば、4％の確率->ウィンクウィンク）、これが、観察した障害の大部分の原因である可能性があります。

19 usb  buck  troubleshooting  failure 

3 MHz降圧レギュレータLM2734Zを使用しています。とても速いので、小さなインダクタを使用できます。 私が疑問に思っていることの1つは、インダクタの自己共振周波数がどれほど重要かということです。4.8Vから20Vを3.3V±5％までステップするために使用しています。 3.3µH 2Aインダクタ（3.3V @ 1Aのデータシートで推奨されているように、出力を最大400mAに定格しています）「SDR0604-3R3ML」を見つけました。その自己共振周波数は60 MHzです。これは3 MHzを十分にクリアしているようですが、倍数であり、高調波が発生するのではないかと考えています。 この場合でも、特定の共振周波数を回避するための経験則はありますか（つまり、一致する場合）。

16 buck  switch-mode-power-supply  inductor 

現在、降圧コンバーターを構築しています。主なパラメーターは次のとおりです。 24V入力 5V / 3A出力 パワーLEDのスイッチング（〜2A）によって引き起こされる大きな負荷過渡電流に耐えることができます。 電気的特性、パッケージ、およびコストの面で私のニーズに合ったTIの同期降圧コンバーターを選択しました。TPS54302です。最初のプロトタイプは、データシートの推奨事項と公式に従って設計されました。PCBのルーティングは、コンバーターの評価ボードを模倣して行われました。 回路図とCADは次のとおりです。 （4層のボード、層2と3は隠されています。それぞれGNDプレーンと電源プレーンが含まれています） さまざまなコンポーネント構成をテストできるように、この設計には追加のコンデンサフットプリントがあります。 実際にボードをテストしたとき、主な特性である効率、出力電流と電圧、入力と出力リップルに満足しました。 しかし、電源の安定性をテストしたかったので、ここで予期しない動作を観察し始めました。ネットワークアナライザーまたは信号発生器を使用できないため、位相マージンを測定できません。代わりに、Googleの研究では、過渡負荷電流（立ち上がり/立ち下がり時間<1µsの過渡電流〜1A）を印加しながら出力電圧の変動を測定することを提案しています。幸いなことに、ボード上の電源LEDを駆動するMOSFETがあります。過渡電流を生成するには、LEDを短絡する必要がありました。 以下の回路図は、MCU_GPIO_1がPWM信号を生成し、MCU_GPIO_2が継続的に高レベルに設定されているテストセットアップを示しています。 ご覧のとおり、現在の負荷が解放されると、出力電圧に大きな振動があります。これらの振動の原因を理解するために、次のテストを実施しました。 フィードフォワードコンデンサC10の値で遊ぶ 入力コンデンサ構成の変更（より多くのMLCC） 24V入力と直列にフェライトビーズを追加（D2保護ダイオードの代わりに） 出力コンデンサ構成の変更（複数のMLCCまたは1つの大きなポリマーコンデンサ） これまでのところ、これらの「ブラインド」テストは私をどこにも導きませんでした。プロトタイプの2回目の実行を開始する前に、ここで何が起こっているかを理解するための新しいリードを探しています。だから、ここに私の質問があります： 電流引き込みではなく、現在のリリースでのみ発振を行うにはどうすればよいですか？ ここで不足している要素は何ですか：ルーティング？入力フィルター？その他？ ご協力いただきありがとうございます ：） PS：これはStackExchangeに関する私の最初の質問です。私の質問の形式を改善するためのアドバイスは大歓迎です:) 編集：アンディ・アカはコメントで答えを与えました：それはプローブの悪い接地に関連する問題です。この写真はそれを要約しています： 画像ソース あなたは私がその不注意な間違いを二度と犯すのを捕まえません！

15 switch-mode-power-supply  buck  stability  oscillation 

まず第一に、私は数学を少し吸います、そして、私はエレクトロニクスの天才ではないので、私がすることは楽しみと学習目的のためです... 私は、USB Vbus 5Vを3.3Vに変換するための降圧コンバーター回路に取り組んでいます。AP5100を選択しましたが、いくつかのコンポーネントの正しい値を把握するのは非常に困難です。 データシートは、6ページの表1のR1（49.9kΩ）とR2（16.2kΩ）の値をきちんと指定して、3.3Vの出力電圧を確立していますが、計算方法を理解しているため、列車のスマッシュが少し見つかりますL1インダクタのインダクタンス値。データシートは、2ページの3.3µHを示しています、図3： 3.3µHがどのように計算されたか、そしてこれが実際に私のアプリケーションにとって正しい値であるかどうかをよりよく理解したいと思っています。 データシートに戻ると、Lの計算式は次のように記述されています。 L = Vo u t × （Vi n − VO U T ）V私のn × Δ IL × fSWL=Voあなたはt×（V私n−Voあなたはt）V私n×△私L×fSW L = \frac{Vout \times (Vin - Vout)}{Vin \times \Delta IL \times fSW} ここで、ΔILはインダクタのリップル電流、fSWは降圧コンバータのスイッチング周波数です。 データシートの状態： インダクタのリップル電流は、最大負荷電流の30％になるように選択してください。最大インダクタピーク電流は、以下から計算されます。 IL(MAX)=ILOAD+ΔIL2IL(MAX)=ILOAD+ΔIL2 IL(MAX) = ILOAD + \frac{\Delta IL}{2} さて、これは私が恐ろしく失われた場所であり、私の小さな脳を価値に巻き込むために最善を尽くしています。 私は次のことを知っています： Vin …

15 inductor  buck  inductance 

12Vから給電され、5Vと2Aを出力するMCP16322降圧レギュレータを使用しています。これらの2つの出力を並列に接続しても大丈夫ですか？出力を並列に接続すると、レギュレータの出力の最大容量値が乱れますか？ダイオードを介して出力を並列に接続する方が良いですか？ダイオードは.7vの降下を引き起こしますが、私はむしろ避けます。 これがアプリケーション回路です。

14 voltage-regulator  buck 

したがって、少なくとも基本的なレベルでは、降圧コンバータと昇圧コンバータの両方のスイッチングコンバータの動作方法を理解しています。しかし、私を困惑させているのは、特に降圧コンバーターが単純ではない理由です。 出力電圧をリファレンスと比較するコンパレータによって制御されるスイッチで、コンデンサを充電するスイッチとして降圧コンバータを構築してみませんか？それはもっと簡単ではないでしょうか、インダクタの代わりにもっと簡単で安価に入手できるコンデンサを使用し、ダイオードを完全にスキップできるでしょうか？

14 power-supply  voltage-regulator  switch-mode-power-supply  inductor  buck 

約250mAで5Vから3.3Vに降圧したい。 私が見る限り、考慮すべき2つのオプションがあります： バック：より多くのスペース、より高いコスト LDO：スペースの削減、コストの削減、熱の除去が困難（？）、効率の低下（？） 私が疑問に思っているのは、LDOがこの仕事をするのにより効率的でより良くなるということですか？6Vから5Vのソリューションのようなものは、通常より効率的であるため降圧レギュレータの代わりにLDOを使用すると聞きましたが、これが5Vから3.3Vで動作するかどうか疑問に思っていますか？

14 buck  ldo 

（ソース） 私は通常、フリーホイールダイオードの代わりにMOSFETが使用されているバック回路モデルを見ます。バックトポロジから理解できるのは、上側のMOSFETがオフの場合、電流がグランドからボディダイオードを介してインダクタに流れるため、下側のMOSFETがオンかオフかは関係ありません。 それでは、なぜ彼らはこの2番目のMOSFETを使用するのでしょうか？一般に、MOSFETはダイオードよりも高価ですよね？これはやり過ぎではありませんか？それとも、何らかの形で回路を改善しますか？

12 mosfet  switch-mode-power-supply  buck 

私は研究プロジェクト用の電気機器を設計しています（私は博士課程の学生ですが、残念ながらEEではありません！）。デバイスの詳細については、http：//iridia.ulb.ac.be/supp/IridiaSupp2012-002/をご覧ください。 最後のプロトタイプには電源に問題があったため、新しくより良いものを設計して問題を克服しようとしました。デバイスはリチウムイオンバッテリで駆動されるため、LTC3536降圧/昇圧スイッチングレギュレータを使用することにしました：http ://cds.linear.com/docs/en/datasheet/3536fa.pdf 基本的に、ここに見られるように、1A / 3.3V電源にリファレンス実装（データシートのページ1）を使用しました： （source：ulb.ac.be） 3つの個別のグランドプレーンがあります。PGND（バッテリから供給）、GND、通常のグランド、アナログセンサーなどのAGNDです。 これは、Eagleで設計したボードです。リファレンスデザインからの逸脱に既に気づきました。たとえば、C3とC4はLTC（U3）により近い位置に配置する必要があります。 （ソース：ulb.ac.be） これは、VCCに表示される出力です（負荷の有無にかかわらず、Vin = 4.7V）ご覧のとおり、Vppは巨大です！Vin <4.3Vの場合は小さくなりますが、それでもかなり大きくなります。 （ソース：ulb.ac.be） C3とC2をLTCの近くに移動し、C7に別の1µFのコンデンサを追加することにより、少し試行錯誤を行いました。これはあまり役に立ちませんでした。次に、C7をデータシートに記載されている22µFの代わりに220µFのキャップに置き換えました。これにより、Vppは約200mVです。これははるかに優れていますが、それでもデータシートで指定されているものからはかなり遠いです。さらに、これはVin> 4.3Vの場合のみです。このしきい値を下回ると、Vppはまだ2Vを超えています。変更を行うのはブーストと降圧レギュレーションであると思いますが、どうすれば修正できるかわかりません。 今、質問： 私は訓練された目に明らかな間違いを犯したかどうか疑問に思っていましたか？ データシートに記載されているノイズが40mVしかないのに、なぜVppがそんなに巨大なのですか？ 異なる出力コンデンサにランダムにドロップする以外に、これを修正する別の方法はありますか？

12 power-supply  switch-mode-power-supply  noise  boost  buck 

これがすでに尋ねられている場合はおologiesびしますが、簡単に答えを見つけることができませんでした。 だから-私たちは皆、降圧コンバータの基本設計を知っています：閉ループクロックPWMをローパスフィルタに入れます。 しかし、私の質問は...クロッキング部分が必要ですか？出力電圧が特定の「低レベル」に達したときにスイッチを閉じ、出力電圧が特定の「高レベル」に達したときにスイッチを開くことにより、誰かが降圧コンバータを作成できますか？ したがって、基本的には、リンギングを防止するためのヒステリシスを備えたアンクロックフィードバックループです。

11 power-supply  switch-mode-power-supply  buck 

ミッドレンジPICで駆動される古いPCファン（4ピンPWM）からはんだヒューム抽出器を作成しています。 ファンには、電力用に最大0.28Aで12V、RPMを制御するために最大5mAで5V PWMが必要です。したがって、PICを5Vで実行するため、5Vと12Vの両方が必要になります。PICはファンに比べて電力をあまり消費しないと思いますが、IR近接センサーも用意する予定なので、ハンダ付けしているものに向かって手を動かしたときにファンの速度を上げてから、再び下げます私はこれで終わりです。 私はまだ壁のいぼまたはバッテリーを使用するかどうかを決定していませんが、利用可能なオプションの長所と短所を知りたいです。 そのため、例として、5Vの壁war子でシステムに電力を供給し、DCブーストコンバーターを使用してファンに12Vを供給できると想定しています。 または、12Vの壁war子でシステムに電力を供給し、DC降圧コンバーターを使用してPICなどに5Vを供給できます。 部品のコストと入手可能性は別として、どちらに行くかを決める基準は何ですか？これは1回限りの個人的なプロジェクトであるため、商業的な検討はそれほど重要ではありません（まだ興味深い）、私は気づいていない実用的な問題があるかもしれないと考えています（例えば、電源レール間のノイズ、効率？） これらの決定がどのように行われるかについて、誰かが私に洞察を与えることができますか？

11 power-supply  buck  boost 

自家製の降圧コンバータに問題があります。これは、ディスクリートMOSFETドライバを備えたTL494制御チップに基づいています。問題は、出力電流が特定の値を超えると、インダクターがきしむ音を立てるということです。 インダクタとして、私は最初に古いATX PSUからの一般的なトロイダルチョークを使用しました（黄色で1つの白い面）。しかし、私はそれが本当に熱くなっていることに気づきました、そしてそれは私の銅線の損失ではなく、それはスイッチングの用途ではなく、むしろフィルタリングの目的には適さないコアでした。それから私は小さなフェライト変圧器を分解し、それに自分のインダクタを巻きましたが、それは再びきしみました。 次に、コアが理想的に接着されていないことが原因であると考えたので、大きな変圧器（おそらく中央部分が丸いEPCOS E 30/15/7）でこれを行うことにしましたが、残念ながら、このコアで使用されている材料、およびギャップがあるかどうか）ですが、今回はコアを分解せずに巻線を慎重に取り外します。 結果は許容範囲内でした（私の信号発生器がまだ届いていないため、インダクタンスを正確に測定できませんが、10uH、6ターン（表皮効果を減らすための2本のワイヤーの）の領域です）。それでもきしみはありますが、LED照明では到達できない電圧と電流でのみです（基本的に、PWMを使用する代わりに独自のDC-DCコンバーターを作成して、LEDに印加する電圧を制御したいため、EMIが多すぎます）。 これは、インダクタパウダーコア（黄白色）をインダクタコアとして使用しているときに取り込んだ波形（インダクタを流れる電流、0.082Ω抵抗器での測定電圧降下〜0.1 measured）です。すべての波形はDC結合されています。 低出力電流：約。1A 中出力電流：およそ。2A 高出力電流：約。3A。このレベルできしみが始まります。しかし、インダクタコアが約200℃に加熱されたことを強調する必要があります。90℃。これは基本的に上からの波形のように見えましたが、低周波数の正弦波によって変調されました。 0Aに触れずに電流波形を一定のレベルで発振させることができませんでした。オンラインの波形の写真や、オシロスコープを備えたOSKJ XL4016降圧コンバーターでは、到達しないはずです。それはこのように見えました：（ペイントされた波形について申し訳ありませんが、残念ながら私はそれを保存しませんでした。それは要点を証明するだけです） 鳴き始めた瞬間に現在のフェライト変圧器-インダクターで得た波形です。 チャネル1（黄色）：電流 チャネル2（青）：インダクタ両端の電圧。 この時点できしみ音が現れます。出力コンデンサを増減してみましたが、一般的には問題が解決しませんでした。また、リンギングが減衰します。非絶縁MOSFETヒートシンクに触れると、このリンギングが存在する理由さえわかりません。 これは私の回路図です（これは私のPCBに完全にあるものではありませんが、2つの抵抗ではなく電位差計と100 kHzの周波数を取得するために微調整されたコンデンサー値のように、変更はわずかです）。ピン2は現在Vrefに接続されており、ピン16はGNDに接続されており、コンバーターを永続的にオンにします。Vin–入力電圧= 24V。ダイオードD5で見られる高いピーク電流のため、5Aの場合はより耐久性のあるものに置き換えられました。 D4、C2、R15は最終的にはより優れた堅牢なソリューションに置き換えられましたが、インダクタL1の波形には影響しません。これは私のPCBレイアウトで、別のアプリケーション用に設計されています（最大0.5A〜1Aが必要なので、そこにヒートシンクを追加しませんでした）。また、一部の抵抗とコンデンサの値は手動で調整され、全負荷で最大86％の効率を実現しました。おそらくゲート信号とRdsの立ち上がりと立ち下がりが遅いため、MOSFET Q7で無駄な電力の大部分が発生します。 （オン）、0.3 being 現在（テスト中）インダクターははんだ層の上に吊り下げられています（指定されたスペースに収まりきらないため、このボードを設計していたときに、通常の鉄粉コアを他のコアに使用できないことを知りませんでした） LM2576に基づくコンバーターは問題なく動作しましたが、電圧レギュレーションに問題があるため、これを設計したいと思いました）。最後に、インダクターがきしむ音を開始した電圧と電流を記録しました。結果は次のとおりです。 5 V – 0.150 A←最小出力電圧 6 V – 0.300 A 7 V – 0.400 A 8 V – 1 A 9 V – …

10 dc-dc-converter  inductor  buck  tl494 

電源のレイアウトについてサポートが必要です。必要な経験がないため、最初の2回のイテレーションは失敗しました。コストのかかる別の実行を避けたいのですが。 完全を期すために、前の（関連する）質問を次に示します。 昇降圧スイッチングレギュレータのノイズの問題 私のデバイスはリチウムイオンバッテリーを搭載していますが、3.3Vの動作電圧が必要です。したがって、Vin = 2.7-4.2V、Vout = 3.3Vです。私はLTC3536降圧/昇圧スイッチング・レギュレータを使用することにしました：http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/3536fa.pdf 基本的に、1A / 3.3V電源のリファレンス実装（データシートの1ページ目）を使用しました。回路図は次のとおりです。 3つの個別のグランドプレーンがあります。PGND、バッテリから供給され、LTC3536に接続されます。GND、ピン3から分岐するシグナルグランド、およびGNDプレーンから分岐するアナログセンサーなどに使用されるAGND。 これは2層ボードの最新バージョンです。赤が上、青が下のレイヤーです。LTのデモボードにかなり近いです。VBATTとVCCだけでなく、さまざまなグランドプレーンに注釈を付けました。 設計上の考慮事項 データシートで見つけた推奨事項と、前の質問で得た回答を順守しようとしました。上記のように、3つの異なるグラウンドプレーンを使用し、0オームの抵抗を使用して1点で接続します。VCCのルーティングに星のようなアプローチを使用しようとしました。AVCCは0オームの抵抗を使用してVCCに接続されています。 ご質問 以前のデザインの問題の1つは、チップの側面にあるビアを使用してU3の露出パッドを接続したことです。これには多くのスペースが必要でした。LTがデモボードに露出パッドの直下のビアを追加していることに気づきました。これが可能であることを知りませんでした-これらのビアに何か特別なことをする必要がありますか？ グランドプレーンの配置については、よくわかりません。現時点では、GNDプレーンはピン2/3から分岐しており、0Ω抵抗を使用してAGNDおよびPGNDプレーンに接続されています。この抵抗器の配置は一種のランダムな気圧です。 回路全体は、U3（ピン10）のSHDNに接続するMAX16054ソフトパワーオン/オフICを使用して切り替えられます。MAX16054はVBATTとGNDに接続されています（PGNDではありません）。これは問題を引き起こす可能性がありますか？ コメントをいただければ幸いです！

10 power-supply  pcb-design  switch-mode-power-supply  boost  buck 

最近、降圧レギュレーターを試してみましたが、私の結果は期待したものではありませんでした。一つには、リップル電圧は私には少し高いように見えます。それは無負荷で約800mVであり、一定の1A負荷で最大4.5Vになります。公平に言えば、この波紋を生み出すのは短いスパイクだけです。これは、負荷のないレギュレーターのキャプチャです。 1Aで、出力電圧は約100mV低下し、電圧スパイクはかなり大きくなります。 データシートに記載されている設定でXRP7664を使用していますが、出力電圧を6Vに変更しました（1ページの回路図でR1を56kに変更）。回路はブレイクアウトボード上に構築され、接続はワイヤーで行われました。私の質問はこれです：これは降圧レギュレータの通常の動作動作ですか？ R1は56Kに変更されました

10 buck  voltage-regulator  load