私は、PCBの12Vから5Vへの降圧コンバータの部分で高い（〜4％）故障率を経験している配備済み設計を持っています。回路での降圧コンバーターの役割は、12 V入力（接続された鉛蓄電池から）を5 Vに降圧し、それをバッテリー充電のためにUSB-Aレセプタクルに供給することです。

返品されるすべてのユニットは、同じ特性のブローアップ降圧コンバーターICを備えています。

このICは、Texas InstrumentsのTPS562200DDCTです（信頼できる製造元なので、私は聞きます）

これがデータシートです。

故障したユニットの写真を次に示します。

概略図は次のとおりです。

ボードのそのセクションのPCBデザインファイルを以下に示します。

降圧コンバーターICの故障を分析する際、低バッテリー遮断回路は無視できると思います。回路のその部分は、バッテリーの電圧が11 Vを下回ると、基準電圧とローサイドパスFETを使用して、バッテリーの負端子を回路の他の部分から切り離します。

TPS562200DDCTには過電流保護が組み込まれているため、USBレセプタクルに接続されたデバイスの外部短絡は原因ではないと思われます。

7.3.4電流保護出力過電流制限（OCL）は、サイクルごとの谷検出制御回路を使用して実装されます。スイッチ電流は、オフ状態の間、ローサイドFETのドレインからソースへの電圧を測定することにより監視されます。この電圧はスイッチ電流に比例します。精度を向上させるために、電圧検出は温度補償されています。ハイサイドFETスイッチのオン時間中、スイッチ電流はVIN、VOUT、オン時間、および出力インダクタ値によって決定される線形レートで増加します。ローサイドFETスイッチのオン時間中、この電流は直線的に減少します。スイッチ電流の平均値は負荷電流IOUTです。監視されている電流がOCLレベルを超える場合、コンバータはローサイドFETをオンに維持し、電圧フィードバックループが1つを必要とする場合でも、新しいセットパルスの作成を遅らせます。現在のレベルがOCLレベル以下になるまで。後続のスイッチングサイクルでは、オン時間は固定値に設定され、電流は同じ方法で監視されます。過電流状態が連続したスイッチングサイクルに存在する場合、内部OCLしきい値が低いレベルに設定され、利用可能な出力電流が減少します。スイッチ電流が低いOCLしきい値を超えないスイッチングサイクルが発生すると、カウンターがリセットされ、OCLしきい値が高い値に戻ります。このタイプの過電流保護には、いくつかの重要な考慮事項があります。負荷電流は、ピーク間インダクタリップル電流の半分だけ過電流しきい値よりも高くなっています。また、電流が制限されている場合、要求される負荷電流がコンバータから利用可能な電流よりも高くなる可能性があるため、出力電圧は低下する傾向があります。これにより、出力電圧が低下する場合があります。VFB電圧がUVPしきい値電圧を下回ると、UVPコンパレータがそれを検出します。その後、デバイスはUVP遅延時間（通常14μs）後にシャットダウンし、しゃっくり時間（通常12 ms）後に再起動します。

だから、誰もこれがどのように起こったのか考えていますか？

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TI WEBENCH Designerを使用して降圧コンバータのコンポーネント値と動作点を見つけるために使用したリファレンスデザインへのリンクは次のとおりです。https：//webench.ti.com/appinfo/webench/scripts/SDP.cgi
？ID = F18605EF5763ECE7

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ここでラボでいくつかの破壊テストを行ったところ、逆極性でバッテリーを接続した場合に降圧コンバーターがあった場所に非常に似た外観の溶融プラスチックの山があることを確認できます。バッテリーコネクタの選択により、偶発的な逆極性プラグインが発生する可能性が比較的高いため（たとえば、4％の確率->ウィンクウィンク）、これが、観察した障害の大部分の原因である可能性があります。

コメントで@oldfartが示唆したように、2番目の可能性のあるインダクタの飽和により、チップの過電圧が疑われます。

電源バイパスは電解コンデンサで、チップから少し離れており、小さな電解コンデンサであるため、ESRは比較的高くなります（残念ながら、コンデンサが古くなるとESRが増加します）。

入力リップル電流は、配線からの浮遊インダクタンスと組み合わさって、チップ入力に過電圧を引き起こす可能性があります。長い配線の電源でテストし、電源範囲の制限でテストすることをお勧めします。オシロスコープを電源レールに取り付けて、スパイクの大きさを確認します。余裕がある場合は、並列の電解（たとえば、1000 µF / 25 V 105°C）のセラミック22 µFコンデンサがはるかに優れています。「22 µF」セラミックが最大動作電圧で10 µFを超えていることを確認してください。チップにできるだけ近いものにする必要があります。そして、もちろん、データシートの推奨レイアウトプラクティスにできるだけ忠実に従うことをお勧めします。

インダクタの飽和は別の問題です。入力電流が最大の最小電源電圧で発生する傾向があります。低電圧ロックアウトをバイパスし、通常予想される最小値を大幅に下回る入力を減らすことでテストできます。症状は、チップでの過剰な電力消費です。

問題：安価な高ESRコンデンサと設計アプリケーションノートを無視します。

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該当しない場合は自動車の用途を無視し、低ESRコンデンサの要件に注意してください。

この設計では、2つのTDK C3216X5R0J226M 22μF出力コンデンサが使用されます。典型的なESRはそれぞれ2mΩです。計算されたRMS電流は0.286 Aで、各出力コンデンサの定格は4 Aです。

22μF* 2mΩ=τ= 0.044μsは優れたセラミック性能であり、低ESR電解コンデンサは<1μsで、汎用電解コンデンサ>> 100μsであることに注意してください。f >> 50 kHzから、これはレギュレーションにとって重要であり、推奨される3つの部品を並列に使用することで改善されます。

超低ESRタイプであっても、アルミ電解コンデンサでこの低ESR * C =τを達成することは不可能です。これが、この設計でセラミックが使用される理由です。

ESRが高すぎてリアクティブステップ負荷がかかると、不安定性、リップル電圧、オーバーシュートが発生する可能性が高くなります。

自動車の設計、テスト仕様、またはストレステストを伴うDVTテスト計画がない場合、この設計は適切に完了していません。

データシートでは、C4を低ESR セラミックコンデンサ（20 µF〜68 µF）にすることを推奨しています。22 µFの電解質があるようです。すべてのデータシートの例は、2つの10 µFを並列に示しています。実際の値はおそらく周波数に依存します。これが問題になるかどうかはわかりません。しかし...

入力コンデンサの容量が不適切であるか、ESRが高かったため、MC34063が故障しました。通常、電源オフ時に障害が発生しましたが、ここでは関係ない場合があります。

ここでのラボでの破壊テストを通じて、このバックコンバーター内部の溶融パイルの最も可能性の高い原因は、バックコンバーターへの逆極性の適用であるように思われます。

あなたの洞察に感謝します、私は間違いなくこのデザインの次の反復を改善するためにそれらを使用します。

設計を再検討する場合は、有効しきい値がより厳密に制御されているデバイスを選択すると、低電圧カットオフ回路全体をENピンの単純な分圧器に置き換えることができます。このコスト削減により、新しいデバイスに費用がかかり、一部の保護コンポーネントにいくらかの予算が与えられる場合があります。TPS562200は、最大5.3Aで電流制限できます。インダクタはおそらくそれまでに非常に飽和しています。

負荷がかかって燃え尽きたときに、非常に小さな部分が熱くなることをお勧めします。また、ボードのレイアウトは、銅を部品のボードレベルのヒートシンクとして使用する方法ではあまり表示されません。

ヒートスプレッダーを考え出すか、サーマルパッドが組み込まれたパッケージを使用するか、またはより強力なパッケージで別の部品を見つける必要があります。