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序文-エレクトロニクスについてはあまり知りません：P 自転車用のシマノダイナモハブを注文しました。私は少し宿題をしました、そして、それについての私の発見はここにあります： 上記の発電機の出力は6ボルトACです。 発電機の出力電圧は安定せず、発電機の速度によって変動します。 ライトが爆発する可能性があります;）理由は、安定化されていない電圧出力が原因です。 上記に基づいて、いくつか質問があります。 ACをDC出力に変換する簡単な回路はありますか？私はいくつかのブリッジ整流器について読んだが、それについて絶対に確信したかった。また、回路のサイズ、その入手のしやすさ、信頼性について教えてください。 私が知りたい最も重要なことは、ダイナモからの6ボルト変動AC出力を5ボルト（USB充電可能）安定化DC出力に変換するように回路を構築するにはどうすればよいですか？すでに利用可能なものはありますか？そのような回路のコストはいくらですか、またはゼロから簡単に構築できますか？ デバイスを安定化されていない入力ソース（この場合、ダイナモから私のiPhoneへの5ボルト出力）に接続すると、デバイスが吹き飛ぶとどこかで読んだことがあります。したがって、上記のポイント2の回路を構築（または購入）できなかった場合、5ボルト出力を使用して、iPhone用の予備のリチウムイオンソーラー充電器やUSB充電器を介して AAA充電式電池などの中間電池を充電できますか。これらを使用してガジェットを充電しますか？

12 voltage  voltage-regulator  charger  stability  dc-dc-converter 

私は最近、小さなプログラム可能なコンピューター/コントローラー（Raspberry PiやArduinoなど）で多くのことを始めました。私はいくつかを家中にさまざまなセンサーとして配布することを計画しています。私がそれらをいじくり回している限り、USBプラグ付きの壁コンセント変圧器を使用して、5vを提供しています（毎晩携帯電話を充電するために使用するもののように）。私の家全体でこれを行うことの問題は、デバイスが必要な場所にACプラグがないことです。 屋根裏部屋全体で12vの「バス」を実行することを考えていました。これにより、必要な場所でデバイスの電源を分岐できます。この方法では、各デバイスとペアリングするために5Vレギュレータが必要になります。（私が12vを実行し、5vをまっすぐにしない唯一の理由は、私がすでに使用できる大きな15アンペアの12vスイッチング電源を持っているためです） このソリューションで考慮すべき特別なことはありますか？私は自分の主電源ラインを走らせるよりも、屋根裏部屋で12vを走らせる方がずっと安全だと感じています。表面上は非常に簡単なようですが、何かを見落としているかもしれません。

11 dc  dc-dc-converter  mains  wiring  low-voltage 

私は3kW DC-DCコンバーター（バッテリーからのVin 12V、Vout 350VDC）の設計について研究しており、実際に12VDCから140VDCに逆変換する単純なフルブリッジベースのDC-DCコンバーターを実際に配線しました。しかし、スイッチのデューティサイクルを使用して出力電圧を変更することは難しいことに気付きました。デューティサイクルを50％から25％に減らすと、出力DC電圧が10V程度変化するだけでした。 代わりに、フルブリッジへの入力電圧を変えた方がはるかにうまくいきました。だから私はアイデアを思いついた：ブーストコンバータをフルブリッジに供給してみませんか？下の回路のようなフルブリッジに給電するバックコンバーターを見たことがありますが、フルブリッジに給電するブーストコンバーターはありません。Webで問題を検索しても、回路図やアプリは見つかりませんでした。どちらかに注意してください。 フルブリッジコンバーターにブーストコンバーターを供給し、フルブリッジスイッチを変調するのではなく、ブーストコンバーターを変調/制御することで出力電圧を制御することは可能ですか？私は（まだ）制御にあまり詳しくないので、行き止まりの設計には行きたくありません。いくつかの回路図またはアプリがあった場合。Web上のメモ、トポロジが機能することを知っています。 バックフィードトポロジを使用することもできますが、12Vソースを下げてからフルブリッジでブーストするだけなので、論理的な解決策は、まず12Vを48V程度にブーストしてからドライブすることです50％固定デューティサイクルのフルブリッジは、48Vから240Vの高周波トランス（30〜40KHz）を駆動します。その後、昇圧された電圧は整流され、数個のコンデンサを介して平滑化されます。 回路でフィードバックが必要な主な理由は、電源電圧が10Vから14Vまで変化するバッテリーだからです。フィードバックループがないと、出力電圧にかなりの変動が生じます。

11 high-voltage  control  dc-dc-converter 

現在、センサーからのデータを記録し、記録されたデータをEEPROMに保存できる回路を設計しています。私の2つのデバイス（EEPROMとテスト目的のRTC）は、I2Cバスを介してPIC16F887 µCに接続されています。ただし、2つのデバイスの電圧動作範囲は同じではなく（EEPROMの5v、RTCの3.3）、私のバッテリーは9Vバッテリーです。 そこで、SDA / SDL配線用のMOSFETで構成されたレベルシフター付きの電子回路を設計しました。その上に、デバイスに電力を供給するために2つのLM317電圧レギュレーター（9V-> 3.3Vおよび9V-> 5V）を追加しました。私はそのようなものの設計の専門家ではないので、私が作ったものを一目で見て、私がひどく間違ったことをしたかどうか教えていただければ幸いです！

11 voltage-regulator  i2c  level-shifting  dc-dc-converter 

「ポイントオブロード」コンバーター/レギュレーターという用語の定義、または少なくともより具体的なコンテキストを教えてもらえますか？関連する製品やアプリケーションについての説明を見てきましたが、実際の定義はありません。私にとって最も重要なのは、単にDC-DCコンバーターと言うのではなく、なぜこの追加の用語が必要なのですか？それは同じではありませんか？ レオニダス、ご清聴ありがとうございました

11 dc-dc-converter 

自家製の降圧コンバータに問題があります。これは、ディスクリートMOSFETドライバを備えたTL494制御チップに基づいています。問題は、出力電流が特定の値を超えると、インダクターがきしむ音を立てるということです。 インダクタとして、私は最初に古いATX PSUからの一般的なトロイダルチョークを使用しました（黄色で1つの白い面）。しかし、私はそれが本当に熱くなっていることに気づきました、そしてそれは私の銅線の損失ではなく、それはスイッチングの用途ではなく、むしろフィルタリングの目的には適さないコアでした。それから私は小さなフェライト変圧器を分解し、それに自分のインダクタを巻きましたが、それは再びきしみました。 次に、コアが理想的に接着されていないことが原因であると考えたので、大きな変圧器（おそらく中央部分が丸いEPCOS E 30/15/7）でこれを行うことにしましたが、残念ながら、このコアで使用されている材料、およびギャップがあるかどうか）ですが、今回はコアを分解せずに巻線を慎重に取り外します。 結果は許容範囲内でした（私の信号発生器がまだ届いていないため、インダクタンスを正確に測定できませんが、10uH、6ターン（表皮効果を減らすための2本のワイヤーの）の領域です）。それでもきしみはありますが、LED照明では到達できない電圧と電流でのみです（基本的に、PWMを使用する代わりに独自のDC-DCコンバーターを作成して、LEDに印加する電圧を制御したいため、EMIが多すぎます）。 これは、インダクタパウダーコア（黄白色）をインダクタコアとして使用しているときに取り込んだ波形（インダクタを流れる電流、0.082Ω抵抗器での測定電圧降下〜0.1 measured）です。すべての波形はDC結合されています。 低出力電流：約。1A 中出力電流：およそ。2A 高出力電流：約。3A。このレベルできしみが始まります。しかし、インダクタコアが約200℃に加熱されたことを強調する必要があります。90℃。これは基本的に上からの波形のように見えましたが、低周波数の正弦波によって変調されました。 0Aに触れずに電流波形を一定のレベルで発振させることができませんでした。オンラインの波形の写真や、オシロスコープを備えたOSKJ XL4016降圧コンバーターでは、到達しないはずです。それはこのように見えました：（ペイントされた波形について申し訳ありませんが、残念ながら私はそれを保存しませんでした。それは要点を証明するだけです） 鳴き始めた瞬間に現在のフェライト変圧器-インダクターで得た波形です。 チャネル1（黄色）：電流 チャネル2（青）：インダクタ両端の電圧。 この時点できしみ音が現れます。出力コンデンサを増減してみましたが、一般的には問題が解決しませんでした。また、リンギングが減衰します。非絶縁MOSFETヒートシンクに触れると、このリンギングが存在する理由さえわかりません。 これは私の回路図です（これは私のPCBに完全にあるものではありませんが、2つの抵抗ではなく電位差計と100 kHzの周波数を取得するために微調整されたコンデンサー値のように、変更はわずかです）。ピン2は現在Vrefに接続されており、ピン16はGNDに接続されており、コンバーターを永続的にオンにします。Vin–入力電圧= 24V。ダイオードD5で見られる高いピーク電流のため、5Aの場合はより耐久性のあるものに置き換えられました。 D4、C2、R15は最終的にはより優れた堅牢なソリューションに置き換えられましたが、インダクタL1の波形には影響しません。これは私のPCBレイアウトで、別のアプリケーション用に設計されています（最大0.5A〜1Aが必要なので、そこにヒートシンクを追加しませんでした）。また、一部の抵抗とコンデンサの値は手動で調整され、全負荷で最大86％の効率を実現しました。おそらくゲート信号とRdsの立ち上がりと立ち下がりが遅いため、MOSFET Q7で無駄な電力の大部分が発生します。 （オン）、0.3 being 現在（テスト中）インダクターははんだ層の上に吊り下げられています（指定されたスペースに収まりきらないため、このボードを設計していたときに、通常の鉄粉コアを他のコアに使用できないことを知りませんでした） LM2576に基づくコンバーターは問題なく動作しましたが、電圧レギュレーションに問題があるため、これを設計したいと思いました）。最後に、インダクターがきしむ音を開始した電圧と電流を記録しました。結果は次のとおりです。 5 V – 0.150 A←最小出力電圧 6 V – 0.300 A 7 V – 0.400 A 8 V – 1 A 9 V – …

10 dc-dc-converter  inductor  buck  tl494 

私がやっていること： 18V-36Vの入力電源から±24Vを生成するようにDCDCコンバーターを設計しています。このため、私はTI TPS54160を使用しており、ドキュメントに従って、広い入力電圧のスプリットレール電源を作成します。 スペースを節約するために、分割トランスコアを使用して平面トランスを設計しました。トランスの両側に12ターンを配置しました。コアのデータシートによると、244uH（12x12x1700nH）になるはずです。 追加： 正しいコンポーネント値を計算するために、TIが提供するExcelベースの計算機を使用しています。計算機は、特にこのICでこの回路トポロジを設計するためのものです。 問題： 問題は、500kHzのスイッチング周波数で、トランスが非常に熱くなっていることです。スイッチング周波数を下げると少し涼しくなりますが、下げすぎると回路の駆動電流が不足します。 私の質問： バージョン2では何を試すべきですか？物理的に大きなトランスコアは役に立ちますか？トランスの巻数を減らしてみますか？500kHzで、私は65uHしか必要としないと計算しているので、私は確かに8ターンまで下げることができました。

10 power-supply  transformer  dc-dc-converter 

私は、LTC3810を使用して48v-> 6v DCDCスイッチングレギュレータを開発しました。各スイッチの出力にリンギングがあることを除いて、それはうまく機能します。あなたは写真で 'スコープトレースを見ることができます。この測定は、ワイヤから約30cm離れた3.3vレギュレータの入力キャップ全体で行われました。私はこれらの1つを4us（250kHz）ごとに取得します。振幅は約200mv ppのように見えます。リンギングは次のレギュレータ（別のDCDC 6v-> 3.3v）を通過するのに十分なほど悪く、EtherCAT伝送で問題を引き起こしています。 これについて何をするのが最善ですか？出力のどこかに小さなインダクタまたは抵抗を追加する必要がありますか？私はすでにかなり大容量の出力キャップ（5600uF）を持っています。 追加： 提案されているように、フェライトビーズ、インダクタ、キャップを追加してみましたが、効果がありませんでした。現在、より大きなメインインダクタを試しています。

10 dc-dc-converter  ringing 

GM（ガイガー・ミュラー）管のようなアプリケーション用に3Vから500VのDCコンバーターを作っています。基本的に管はそれを渡って500Vを見る必要があります。私はこの関連するスレッドをここで読みました： 5Vから160V DCコンバーター 、そして私はいくつかのクエリを持っています： なるLT1073のこのapplication.WhatはSW1ピンでLT1073が感じる最大電圧になり回路が適していますか？SW1ピンMAXは50Vと記載されています。これは供給電圧から独立していますか？ 一般的な低コストのMC34063を使用しているとしたら、3Vは絶対的な最小値になりますか？ブーストコンバーターの代わりにフライバックトポロジを使用するとします。追加の外部スイッチの代わりにMC34063の内部スイッチを使用して取得できますか？電流引き込みよりも、HVの方が外部スイッチが必要だと思います。

10 high-voltage  dc-dc-converter 

コンデンサを周期的に充電することについての最近の質問は、私が一度読んだことを思い出しました。私が覚えているように、理想的なコンポーネントで100％効率のチャージポンプを構築することは不可能であることが実証されましたが、コンポーネントが理想的であれば、インダクターで100％効率のブーストコンバーターを構築することが可能です。 これは他の人と共鳴しますか（しゃれはありません）？これの真実を証明または反駁する方法はありますか？ 明確にするために、理想的なコンポーネントがあると想定しています。実際のコンポーネントでは100％効率的な実際の回路はないことに気づきました。ダイオードの電圧降下はゼロです。トランジスタは、状態を変えるのにエネルギーを必要としない理想的なスイッチであるかもしれません。ワイヤの抵抗がゼロの場合があります。

10 efficiency  dc-dc-converter 

DC-DC降圧コンバーターについて質問があります。ボードに複数の異なる電圧を供給する必要があり、電力に非常に制限があるため、高効率コンバーターを使用する必要があります。それらが互いに近くに配置される場合、それらのスイッチング周波数は同じである必要がありますか？私が知る限り、これはEMIとSIの問題のために優れているでしょうが、複数の周波数とその高調波、製品などよりも1つの周波数を取り除く方が簡単です。 一方、それが不可欠ではない場合は、スイッチング周波数を上げるとインダクタのサイズが小さくなります。 どんな助けでもいただければ幸いです

9 buck  dc-dc-converter 

0.1V@100-500A電源を構築する必要があります。このタスクに取り組むための最良の方法は何でしょうか。ここでは、このようなDCDCに適した特定のICはそれほど多くないようです...電流を安定させる必要があり、10％のリップルで十分です。スイッチング周波数に関する要件はありません... このようなPSUのDCDCで常に必要なコンポーネントのサイズ/数量（インダクター/キャップ/チャネル数）の概算はどのようなものですか？ これは、抵抗が非常に低い金属ストライプを加熱するためのものです。20mm ^ 2の銅線接続は問題ではありません。 いくつかの考え： 私のAWG4ワイヤーでさえ0.8mOhm / mになります... DCDCを消費者のすぐ隣に配置すると、0.2mの接続と0.16mOhmの抵抗を持つことができます...しかし、スイッチングレギュレーターが必要な場合は、たくさんのFETとインダクター...幸いなことに、私はすでに5mOhm N-FETの束を持っているので、それらの20-30を並列に実行でき、いくつかの1.5mm ^ 2ワイヤーから1uHインダクターの束も実行できます。並列に（損傷したPCマザーボードのバッチからすべて）...問題は、これらすべてのものを駆動する最も現実的な方法は何ですか-マイクロコントローラーがこれらのすべてのFET（単純な個別駆動回路を使用）を駆動し、オンボード1msps ADC ..インダクターが1uHしかない場合、スイッチング周波数はどうなるのでしょうか。 バウンティのコメント：変圧器なしで、DCDCの方法についての考えをまだ聞きたいです。コンパクトなDCDCは、真空チャンバーのすぐ内側に収まる可能性があり、変圧器では不可能です。そして、はい、タスクは、異なる形状のタングステン箔を真空（最大1000Cまで）で加熱することです。

9 dc-dc-converter 

一部のコンデンサが溶断しているのですが、何が原因なのかわかりません。それは間違いなく過電圧ではなく、誤った偏光ではありません。シナリオを紹介しましょう： このスキームを使用して、二重カスケードブーストコンバーターを設計しました。 Voutは、から取得できます。ここで、D_ \ maxは最大デューティサイクルです。D max Vout=Vin/(1−Dmax)2 Vout=Vin/(1−Dmax)2\ Vout=Vin/(1-D_\max)^2DmaxDmaxD_ \max 私はステップアップの入力電圧にしたい 12Vに100Vの出力電圧。私の負荷は100Ωなので、100Wを消費します。損失を考慮しない場合（私は理想主義者であり、落ち着いていることを知っています）、入力電圧源は8.33Aを供給します 回路を2つのステージに分割できます。最初のステージの出力は2番目のステージの入力です。これが私の問題です： C1の両端の電圧が約30Vに達すると、C1が爆発します。C1の定格は350Vで、22uFの電解コンデンサ（ラジアル）1​​0x12.5mmです。二極化が正しいと確信しています。 2番目のステージの入力電流は（理想的には）約3.33Aでなければなりません（このステージで30Vで100Wを維持するため）。私は電流がより高いかもしれないことを知っていますが、それはこの目的のための良い近似です。スイッチング周波数は100Khzです。 どういうわけか、キャップが爆発し、私は本当に理由がわかりません。もちろん、これが発生すると、キャップ（デッド）は高温になります。 ESRの影響でしょうか？このキャップは、1kHzで0.15の損失係数を持っています。 したがって、C1の（より高い周波数ではDFも増加します）。|Xc|=1/(2∗pi∗100Khz∗22uF)=0.07234Ω|Xc|=1/(2∗pi∗100Khz∗22uF)=0.07234Ω|X_c|= 1/(2*pi*100Khz*22uF) =0.07234Ω ESR=0.15∗0.07234=0.01ΩESR=0.15∗0.07234=0.01ΩESR=0.15*0.07234= 0.01Ω L2はかなり大きいので、C1が2番目のスタンジの入力電流（3.33A）に等しいかなり一定の電流を供給することを期待するので、ESRで消費される電力はおよそ3.33A2∗0.01Ω=0.11W3.33A2∗0.01Ω=0.11W3.33A^2 * 0.01Ω = 0.11W これは熱くなりすぎて爆発する可能性がありますか？疑わしい.... 追加情報： L1は約1mHy L2は約2mHy D1はショットキー45Vダイオードです 2つの異なるコンデンサを試してみました。溶断した160V 22uFと、溶断した350V 22uFです。 PCBレイアウトのため、キャップ内の電流の測定は困難です 1番目と2番目のMOSFETの両方に小さなスナバRCネットワークがあります。C1で問題が発生することはないと思います。 あなたのアイデアを待っています！ EDIT n°1 = L1はかなり大きく、リップルは定格入力電流の1％にすぎない（たとえば、100W / 12V = 8.33A）ので、queは、ステージ1の入力での定電流のようなものであると想定できます。インダクタ電流リップルは5％未満であり、定電流であると考えることもできます）。MOSFET 1がオンになると、約8.33Aが流れますが、オフになると、その電流（「実質的に一定」と言いました）はD1を流れます。コンデンサの電流はと言えます。次に、C1のピーク電流はオーダーでなければならないことが最終的にわかります。かなり現在！そして、それは散逸させるでしょう ...しかし、ルックス ESRで放散いないので、多くの電力を。ID1−IL2ID1−IL2 I_{D1} …

9 capacitor  dc-dc-converter  boost  power-dissipation  esr 

ウェアラブル研究プロジェクトのために超音波「ツイーター」を駆動しようとしています。通常のスピーカーと比較して、ツィーターは4kΩ以上の非常に高いインピーダンスを持っています。その結果、かなりの電力を生成するには非常に高い電圧が必要ですが、RMS電流引き込みは、ツイーターあたり最大で数mAです。私は、LTC6090オペアンプを使用しています。これは、レールで最大+/- 70Vを受け入れ、関心のある周波数で非常にうまく機能します。 これまでは、既成の12V電圧レギュレータとLT1054電圧ダブラーのジャンキーな組み合わせを使用して、レールで+/- 22Vを生成していましたが、可能であればもっと改善したいと思います。そこにはオプションの世界があるようですが、ここで私が検討しているいくつかを紹介します。 LT8331を使用して、データシートの22ページにあるアプリケーションノートを使用して約135Vの電圧を生成し、次にこのユニポーラ-バイポーラDCコンバータのようなものを使用して、これを+/- 65Vに変換します。または、0 / 135Vをレールに配置し、分圧器を使用して5V信号にバイアスをかけることができますか？ LM2587フライバックレギュレータは、+ /-70Vを生成するために示されているものと同様の構成で使用してください。アドバタイズされた最大出力電圧が60Vであるため、これは実行可能であるように見えますが、コンポーネントの値を変更してより高い出力電圧を生成できるかどうかはわかりません。 LT1054を使用して+ 5Vを+/- 10Vに変換してから、2つの個別のブーストICを使用して+/- 70Vに変換します。 これらのいくつかについては、いくつかの段階でブーストする必要があるかもしれません。私は別のステージへの入力として使用できる5-> 35Vレギュレーターを持っています。これは非効率的かもしれませんが、私のアプリケーションは電力を集中的に使用せず、電流をほとんど必要とせず、ほとんどが概念実証であるため、現時点ではこれは問題ではありません。 基本的に、これを行うための最善の方法を知りたいのです。私がこの問題に直面する最初の人である可能性は低く、トンネルビジョンを回避したり、非効率的、信頼性が低い、または危険である可能性が高い方法でホイールを再発明したりしたいと思います。高レベルの設計アドバイスから、役立つ可能性のある特定のコンポーネントやトポロジーまで、どんな洞察にも感謝します。 私はこのstackexchangeを初めて使用するので、コンポーネントデータシートへのリンクがないことを許してください。それらを投稿するのに十分な担当者がいません。

9 operational-amplifier  audio  dc-dc-converter  boost  ultrasound 

マイクロコントローラーからのPWM信号によって駆動されるバックコンバーターとして機能するISP452、インダクター、およびコンデンサーを使用するバックコンバーターを扱っています。回路の一部で、電源を入れると大きな音がしますが、それを取り除きたいと思います。回路はいくつかの標準的な3ピンファンを駆動しています。PWM信号のキャリア周波数は3.9 Khzです。回路の出力を測定し、オシロスコープで安定した線形電圧であることを確認しました。したがって、それはおそらくファンからではなく、回路自体から来るノイズです！私の最初の容疑者は、スピーカーとして機能しているインダクターに行きます。これは可能でしょうか？問題は、ノイズを取り除くために何をすべきかです。コンデンサとインダクタを実際に変更することはできませんが、ノイズを吸収できる「化合物」を使用することはできます。これは良い選択でしょうか？ISP452は、ドライバのPWM信号周波数を最大4 kHzに制限しています。他の提案はありますか？

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