非常に高温の平面インダクタについてはどうすればよいですか？

私がやっていること：

18V-36Vの入力電源から±24Vを生成するようにDCDCコンバーターを設計しています。このため、私はTI TPS54160を使用しており、ドキュメントに従って、広い入力電圧のスプリットレール電源を作成します。

スペースを節約するために、分割トランスコアを使用して平面トランスを設計しました。トランスの両側に12ターンを配置しました。コアのデータシートによると、244uH（12x12x1700nH）になるはずです。

追加：

正しいコンポーネント値を計算するために、TIが提供するExcelベースの計算機を使用しています。計算機は、特にこのICでこの回路トポロジを設計するためのものです。

問題：

問題は、500kHzのスイッチング周波数で、トランスが非常に熱くなっていることです。スイッチング周波数を下げると少し涼しくなりますが、下げすぎると回路の駆動電流が不足します。

私の質問：

バージョン2では何を試すべきですか？物理的に大きなトランスコアは役に立ちますか？トランスの巻数を減らしてみますか？500kHzで、私は65uHしか必要としないと計算しているので、私は確かに8ターンまで下げることができました。

power-supply transformer dc-dc-converter

— ロケットマグネット
ソース

コイル電流を測定する方法はありますか？あなたは飽和しているかもしれません。

— ダニエル

メジャーのものを計算する代わりにしようとしましたか？そして、何が熱くなりますか？巻線とコア？波形は大丈夫ですか？

— PlasmaHH 2015年

@PlasmaHH-巻線はコアによって完全に囲まれているため、巻線なのかコアなのかわかりません。私の直感は、それが加熱する速度のせいで、それがコアであることです。

— Rocketmagnet 2015年

@Daniel-うーん、コイル電流を測定したところ、約24Aのようです。（0.05Rセンス抵抗の両端に1.2V）。それは、本来あるべきよりもはるかに高い方法です。

— Rocketmagnet

あなたの巻線はどのように積み上げられていますか？（何層か、交互に配置されていますか？）巻線のDC抵抗を測定しましたか？

— Adam Lawrence

回答:

$\Delta B$

$\Delta B$ $\mu$ $A_c$ $l_g$ $n$

$L_g$ $\frac{n^2 A_c \mu _o}{l_g}$

$I_{\text{max}}$ $B_{\text{max}}$

$n I_{\text{max}}$ $\frac{B_{\max } l_g}{\mu _o}$

値で開始することにより、、、および、それはどのようなアイデアを得ることが可能ですとのインダクタをする必要がありますのために。LET = 100、 = 0.2T、 = 20 $L_g$ $B_{\text{max}}$ $A_c$ $I_{\text{max}}$ $l_g$ $n$ $L_g$ $\mu H$ $B_{\text{max}}$ $A_c$ $mm^2$

$l_g$ = =〜 $\frac{I_{\max }^2 L_g \mu _o}{A_c B_{\max }^2}$ $\frac{1 Amp^2 100\mu H \mu _o}{20 mm^2 0.2T^2}$ $0.16 mm$

そして

$n$ = = = $\frac{i_{\max } L_g}{A_c B_{\max }}$ $\frac{1Amp 100\mu H}{20 mm^2 0.2T}$ $25 turns$

この分析はかなり単純化されており、多くのことは省略されていますが、何を期待するべきかについての考えを提供しています。これらのタイプのインダクタの設計は非常に複雑になります。参考として「インダクターとフライバック変圧器の設計」をご覧ください。

— ギル
ソース

私の答えでは、磁化電流は約73mA（もちろん、エラーが発生する可能性があります）であり、コアの寸法を考慮してコアの飽和を生成するのに十分近いとは思えません。

— Andy別名

@Andyaka、これが変圧器なら、私はあなたに同意します。しかし、それは使用可能なBを制限するDCバイアスを備えたインダクタです。出力電圧と負荷電流が上がると、コアは飽和状態になります。これは通常、DCフライバックを使用した場合でも、ギャップのないコアに高い残留磁気または残留レベルが残っているために問題になります。

— gsills 2015年

すべてのフライバックコンバーターにギャップが必要なわけではありません。私が言ったように、マグ電流はわずか74 mAであり、MMFは0.9 Atです。コアの長さは約1.5 cmなので、Hフィールドは約60 At / mです。N97材料を見ると、飽和領域に入り始めたばかりですが、TPS54160が「オン」時間を130nsまで下げることができるので、無負荷および中程度の負荷で過熱が発生するため、飽和状態に移行するのを実際に見ることはできません。

— Andy別名

N87マテリアルを使用していると思いますので、簡単な計算を行います。500 kHzでは、インダクタ電流は1マイクロ秒（50:50デューティサイクル）で特定の値まで上昇する可能性があります。あなたはそれが244 uHのインダクタンスを持っていると言うので、18Vが印加されたとき、私は電流が次のように上昇すると予想します-

18V x 1 us / 244 uH = 74mA-これは磁化電流です（次の半サイクルで放出されるエネルギーを格納します）が、本当に低く聞こえます。主巻線に蓄積されたエネルギーは出力に伝達されなければならず、このエネルギーは0.66 uJです（まだ非常に低い音です）。したがって、負荷に転送できる電力は0.66 uJ x 500 kHz = 0.33ワットです。

リンクしたデータシートの他の例を見る必要があると思います。30 Vの高電圧で動作し、150 uHのインダクターを使用して300 kHzで動作できるものがあるので、主な損失は巻線の銅損だと思います。どのようにしてこれらを製造しましたか？

また、N87材料は500 kHzで約5〜10％の損失をもたらすため、おそらく最良の選択ではないことも指摘しておきます。

これに追加して、正が1次側に印加されたときに出力巻線が負の電圧を生成することを確認します。言い換えれば、巻線の位相調整は、このタイプのフライバック回路の基本です。

この不連続モードの評価についての私の推論は、連続導通モードで実行することを期待しているかもしれませんが、DCMでそれを見て、DCMが正しい球場にあるかどうかを試すことによって合理的なアイデアを得ることができるということです。

— アンディ別名
ソース

図では、PCBのコアの中央脚用の穴がメッキされているように見えます。実際のPCBにメッキされていますか？もしそうなら、それはあなたが大電流を持っているかもしれない理由を説明しています。コアを介して結合されるショートターンがあります。

— ドライ
ソース