FETゲートに抵抗を配置する（しない）のはなぜですか？

考えながらMOSFET保護する方法 1アイデアは、門の前には非常に高い抵抗を入れていた：アイデアは、現在は、いくつかの過渡はゲートを脅かしそうならば、抵抗があることを制限する、ゲートを通って流れるようになってされることはありませんということで電流、おそらくFETの焼損を防ぎます。

実際、MOSFET保護の研究中に、図に示されているように、「内部直列ゲート抵抗」という機能を含む、一体的に保護されたこの製品に出会いました。

この考えが正しければ、疑問は次のとおりです。FETのゲートの前に常にメガオーム抵抗器を配置しないのはなぜですか？

または、ゲート抵抗が通常FETを保護しないという実用的な理由はありますか？または、パフォーマンスに悪影響を与えることさえありますか？

ゲートソースは基本的にコンデンサです。したがって、この高抵抗では、充電に非常に長い時間がかかります。MOSFETは、ゲートコンデンサが特定のレベル（しきい値電圧）を超えて充電された場合にのみオンになるため、スイッチングが非常に遅くなります。

ゲートドライバがよく使用される理由は、ゲートコンデンサをすばやく充電できるため（多くの場合1Aを超える電流を使用）、スイッチング時間を最小限に抑えることができるためです。

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ゲート上の大きな抵抗は、MOSFETのスイッチングを遅くします。MOSFETをスイッチとして使用している（ON-OFF）場合はこれで問題ありませんが、20kHZ以上の周波数でモーターを駆動している場合は、熱損失を最小限に抑えるためにスイッチングを高速にする必要があります（高速に切り替えると電力損失が少なくなります）。ゲートにある抵抗は、MOSFETを保護するだけではなく、MOSFETを駆動するもの（マイクロコントローラーなど）も保護することに注意してください。過剰な電流は、I / Oピンを急いで損傷する可能性があります。

Darkoが言ったように、MOSFETはゲート側から見るとコンデンサです。このコンデンサが完全に充電するために必要な電荷は、ゲート電荷と呼ばれます（データシートで確認できます）。充電されると、MOSFETの抵抗（RDS）はその最小値まで減少します。したがって、直列抵抗なしでこのピンを駆動しようとすると、ドライバーによって大電流がシンク/ソースされることを理解できます（コンデンサを充電するときの突入電流と同じ）。

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実際、これは、15V 1.5A負荷での1.6msの最小オフスイッチング時間など、ゲート電荷が大きい場合にスイッチングを実際に遅くします。非対称スイッチング時間は、「オン」時間を短縮するために、実際に抵抗器にダイオードが接続されている可能性があることを意味します。以下に説明するように、ダイオードはクランプ時に逆バイアスされます。

いずれにせよ、大きな値の抵抗はゲートを保護しない可能性が高く、ダイオードのブレークダウンとは異なり、永続的なブレークダウンと絶縁破壊が発生します。そのため、ESDツェナーダイオードがゲートリード上にあり、過剰なゲート-ソース電圧を防ぎます。

それで、なぜそこに抵抗器を入れるのですか？それは、他の（過電圧）ツェナーが自分の仕事をできるようにするためです。最悪の場合を想像して、ゲートリードをソースに短絡してから、DSブレークダウンを待つ（何らかの外部負荷を介して）ドレインの電圧をサディスティックに増加させます。ツェナーダイオードを流れる電流が数mAを超えると、MOSFETがオンになり、過電圧をクランプします。

いずれにしても、ゲートMOSFETの容量が大きいため、パワーMOSFETは一般にESDにあまり敏感ではありません。ゲートは実際には通常50V〜100Vのようなもので故障するため、多くのエネルギーがゲートに到達する必要があります。RF MOSFETなどの小型MOSFETは、比較してESDに非常に敏感です。ただし、ESDの典型的な人体モデルは、適度に大きいパワーMOSFETゲートでも損傷するのに十分です。

MOSFETゲートの前に直列抵抗を配置する別の理由があります- 意図的にスイッチングを遅くするためです。これにより、回路のスルーレートを最小限に抑えることができるため、伝導性エミッションと放射エミッションを削減できます。これは、有用なEMC手法です。

ただし、明確にするために、示されている抵抗器は絶対に含まれていません -他の人が指摘したように、それは安全な動作領域にクランプツェナーを維持するためにあります。また、スイッチングエッジの速度を落とすと、回路のパフォーマンスにマイナスの影響（スイッチングエッジでの熱損失の増加）が生じることに注意してください。

ツェナーダイオードを使用してゲートソース電圧をMOSFETのVgs定格未満に制限する場合は、ゲート直列抵抗を使用できます。通常の定格は20Vで、10Vまたは15Vのツェナーが使用されます。 ゲートチャージ部門は次のように機能します。ゲート電圧とコンデンサ両端の電圧が最初に0であると仮定し、ターンオン時に... V_c = Qg / C_drive Vgs = V_drive-V_c_drive V_driveはゲート駆動電圧です。 Qgは、指定されたVgs = V_driveのFETデータシートに記載されている総ゲート電荷です 。C_driveは、ドライブ抵抗と並列のコンデンサです。 VgsはFETのゲートソース電圧です。 V_c_driveは、切り替え後のC_drive間の電圧です。

高速オン/オフのために、小さなコンデンサを抵抗と並列に配置できます。コンデンサが最初に放電されると仮定します。FETをオンにすると、コンデンサに電流が流れ、コンデンサとFETの入力容量との間でほぼ瞬時に電荷が分割されます。FETはすぐにオンになります。ターンオン速度は、ゲート駆動波形のエッジでコンデンサがショートした場合に発生する速度とほぼ同じです。同じ効果はターンオフでも機能します。












たとえば、10Vの駆動信号で10nFのコンデンサを介してFETを駆動し、Vgs = 10Vで総ゲート電荷が1nCの場合、コンデンサは次のように充電されます

。V_c_drive = 1nC / 10nF = 0.1V
Vgs = 10V-0.1 V = 9.9V

Vgsは10Vではないため、これはもちろん近似値であることに注意してください。そのためQgは実際には想定よりもわずかに小さくなります。

並列ゲート抵抗の効果は、常にコンデンサ両端の電圧を0Vにする傾向があることです。したがって、スイッチ後、コンデンサ電圧はR * C時定数の割合で0.1Vから0Vにゆっくり低下します。ターンオフサイクルでは、充電は逆方向に分割されるため、ターンオン時に同じ向きで測定した場合、最終的なコンデンサ電圧は-0.1Vになります。

FETをオフにする前に、コンデンサが放電するのを待つ必要がないことに注意してください。FETをオンからオフにすぐに切り替えると、オフの充電区分はオンの間に起こったことを完全にキャンセルし、サイクルの終わりにコンデンサの電圧はほぼ0になります。

コンデンサの値は、目的の駆動電圧でのFETの総ゲート電荷が小さなコンデンサ電圧のみを生成するのに十分な大きさである必要がありますが、過度の過渡エネルギーを通過させないほど十分に小さい必要があります。通常、C_drive> Qg / 1Vが必要です。

使用できる抵抗の量は、ツェナーリークだけでなく、MOSFETデータシートの最悪の場合のゲートリーク電流によって異なります。重要な点は、漏れ電流と直列抵抗の積が、温度に対するMOSFETのしきい値電圧よりもはるかに小さくなければならないことです。

たとえば、FETのしきい値電圧が3Vの場合、R * leak_currentは3Vよりはるかに小さくなければなりません。ポイントは、漏れが抵抗を圧倒し、DCバイアスを作成して、間違った時間にFETをオンまたはオフにしないようにすることです。

ほとんどのFETのデータシートには、最大1uA未満のゲートリークが記載されています。ほとんどのツェナーは数uAをリークし、リークは温度とともに指数関数的に増加します。そのため、ツェナーはゲートリークの大部分を占めます。私の意見では、おそらく1MEGよりも100Kまたは10Kが適切です。