なぜアクティブ領域のトランジスタのVbeが定数0.7なのですか？

単純なエミッタ接地アンプの例を取り上げます。今のところ、バイアスなどを忘れて、この回路の要点に焦点を合わせてください。私の理解では、ベースノードとエミッタノード間の電圧が変化し、最終的にトランジスタによって増幅されて、元の信号の反転（増幅バージョン）がコレクタノードに現れます。

現在、私は本を書いています。セドラ/スミス、マイクロエレクトロニクス。

私が取り組んでいる章全体を通して、アクティブ領域では、Vbeは0.7Vであると想定されています。これは私には意味がありませんが、Vbe自体がアンプ段の入力変数である場合、Vbeをどのように一定に保つことができますか？これは、残りの電圧が抵抗器の両端で低下する可能性があるエミッタ抵抗器（エミッタ縮退）を備えたCEステージを見ている場合、私には意味をなさないかもしれません。しかし、これはそうではないので、私を啓発してください！

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}

コレクタ電流方程式を反転する：

利回り：

たとえば、

これらの値を使用して、

次に、コレクタ電流を2倍にして、

コレクタ電流を100％増やしても、ベース-エミッタ間電圧は2.45％しか増加しなかった

それはつつ、しないベース・エミッタ間電圧が一定であることは事実、コレクタ電流の比較的広い範囲にわたってその定数を考慮する悪い近似ではありません。

シリコントランジスタのVbeは、シリコンダイオードのように動作します。順方向電圧降下は、一定量の電流が流れた後、急激に上昇します。電流を増やしても、その時点でのVfの差はごくわずかです。

当然、Vfはゲルマニウムダイオードとトランジスタでは異なります。

バイポーラトランジスタのエミッタ電流のEbers-Mollモデルは次のとおりです。

$I_e \approx I_{es} e^{\frac{V_{be}}{V_t}}$

$I_e$$V_t\ \approx 26mV$$V_{be}$$I_{es} = 10^{-12}$

Ebers-Mollプロット

$V_{be}$

$V_{be}$$V_{be}$

$V_{be}$

$V_{be}$$V_{be}$

フェルミ準位は、半導体材料内の可動電子（または正孔）の平均エネルギーです。フェルミ準位は電子ボルト（eV）で表され、電子から見た電圧を表していると見なすことができます。

真性シリコン（およびゲルマニウム）の価電子帯の上端と伝導帯の下端の間の中間にフェルミレベルがあります。

シリコンをP型にドープすると、たくさんの穴ができます。これで、価電子帯の上部近くに利用可能なキャリア状態がさらに多くなり、これによりフェルミレベルが価電子帯の端近くに押し下げられます。同様に、N型をドープすると、多くの電子が追加され、伝導帯の近くで利用可能なキャリア状態がさらに多くなり、フェルミレベルが伝導帯の端近くに押し上げられます。

ベースエミッタ接合で一般的に見られるドーピングレベルの場合、P側とN側のフェルミレベルの差は約0.7電子ボルト（eV）です。これは、NからPに移動する電子が0.7 eVのエネルギーを（光子の形で）ダンプすることを意味します。これは、発光ダイオードが光を得る場所です。材料とドーピングは、接合部のフェルミレベルの差がプランクの方程式によって決定されるように、望ましい波長で光子を発生させます。同様に、PからNに移動する電子は、どこかで0.7 eVを拾う必要があります。

要するに、Vbeは基本的にジャンクションの両側のフェルミレベルの違いにすぎません。

これは、Semiconductors 101マテリアルです。先に進む前に、これを理解する必要があります。それが101であるという事実は、それが単純または簡単であることを意味しません。2学期の微積分、2化学学期、2物理学期、および微分方程式の学期を経て、半導体理論の前提条件を決定します。上記のすべてを詳細に説明するクラス。

$V_{BE} = 0.7V$

$V_{BE}$

良い質問。引用されている0.7VのVbeは概算にすぎません。アクティブに増幅しているトランジスタのVbeを測定すると、マルチメータで0.7Vまたはその近辺のVbeが表示されますが、オシロスコープでできるように、その0.7にズームインすると、その周りに小さな変動が見られます。なので、任意の瞬間に、そのバイアスに置かれている入力信号（増幅したい信号）がそのバイアスポイントで変動するため、0.6989Vまたは0.70021Vになる可能性があります。

$v_{BE}$$v_{BE}$$v_{ce}$

さて、あなたは混同していると思います$v_{BE}$$V_{BE}$$v_{BE}=V_{BE} + v_{be}$$V_{BE}$$0.7V$$v_{be}$

あなたの質問は素晴らしいです。

理論上のみ、トランジスタはUbe <0.7Vの場合は完全に閉じており、Ube> = 0.7Vの場合は完全に開いています。一部の低電力トランジスタでは、この理想的なUbeは0.6Vまたは0.65Vになる可能性があります。

実際には、宇部は、高出力トランジスタの場合、さらに0Vから3Vの範囲である可能性があります。実際には、トランジスタはUbe> 0の場合にわずかに開き、Ubeの増加に伴ってトランジスタの開放性を増加させ続けます。

ただし、前述のように、氷の依存性、より正確には言うと、宇部からのRceは、特定のポイント以降は大幅に非線形であり、したがって、氷の増加が宇部の大幅な増加につながらないにもかかわらず、まだあります。

0.7V未満では、氷の増加はある程度線形であり、これはトランジスタに依存します。

最大の氷での最大の宇部は、巨大なパワートランジスタと氷の25Aより大きい場合、簡単に2.5Vから3Vです。

確かなことは1つあります。アナログアプリケーションでは、主に高出力トランジスタまたは大電流トランジスタに対して、宇部からのIceの依存を確実に考慮する必要があります。

氷= 30AでUbe = 3V、Uce = 4Vである2N5302を見てください。

この投稿の終わりには、バイポーラの電圧ゲインを計算する方法がわかります。

仮想双極について、Vbeとコレクタ電流の表を見てみましょう。

VBE Ic

0.4 1uA

0.458 10uA通知58mV多いVbeは正確に10倍多い電流を与えます。

0.516 100uA

0.574 1mA

0.632 10mA

0.690 100mA [トランジスタは高温であるため、電流が暴走してトランジスタが溶ける可能性があります（バイポーラが一定のベース電圧でバイアスされている既知のリスク）]

0.748 1AMPトランジスタはHOTです

0.806 10Aのトランジスタはホットです

実際に1uA〜10Aのコレクタ電流でバイポーラトランジスタを動作させることはできますか？はい、パワートランジスタなら。そして、より高い電流では、この細かい表-58ミリボルトより多くのVbeが10倍の電流を生成する--バルクシリコンには線形抵抗があり、カーブトレーサーがそれを示すため、精度が低下します。

58mV未満の変化はどうですか？Vbe Ic 0.2ボルト1nanoAmp（0.4vで1uA未満で約58mVの3つの要素）0.226 2.718 nanoAmp（物理の0.026vによりE ^ 1が増加I）0.218 2.000 nanoAmp 0.236 4.000 nanoAmp 0.254 8.000 nanoAmp（N *が見つかります）電圧リファレンスで18mV）

OK、十分なテーブル。真空管やMOSFETに似たバイポーラトランジスタをトランスコンダクタとして見ましょう。トランスコンダクタでは、入力電圧の変化が出力電流の変化を引き起こします。

バイポーラは、DCコレクター電流がわかっている（つまり、入力AC信号がない）場合、バイポーラの相互コンダクタンスが正確にわかるので、使うのが楽しいです。

真空管のデータブックでは変数「相互トランスコンダクタンス」を使用してグリッド電圧がプレート電流を制御する方法を説明したため、略記すると、これを「gM」または「gm」と呼びます。これにgmを使用することで、Lee deForestを尊敬できます。

バイポーラのgmは、摂氏25度で、kt / qが0.026ボルトであることを知っている-------> Ic / 0.026であり、コレクタ電流が0.026アンペア（26ミリアンペア）の場合、gmは1アンペアです。ボルトあたり。

したがって、ベース上の1ミリボルトPPは1milliAmp PPコレクターAC電流を引き起こします。テイラーシリーズを使用して予測できる一部の歪みを無視します。または、バイポーラのIP2およびIP3に関するBarry Gilbertの著作。

コレクターから+30ボルト、26mAまでの1Kオームの抵抗があるとします。Vceは30-1K * 26ma = 30-26 = 4ボルトなので、バイポーラは「線形」領域にあります。私たちの利益は何ですか？

ゲインはgm * Rcollectorまたは1 amp/volt * 1,000オームまたはAv = 1,000xです。

あなたの質問は：

それ自体がアンプ段の入力変数である場合、Vbeをどのように一定に保つことができますか？

簡単な答えは、そうではありません。

1. $V_{BE}$
2. $V_{BE}$$I_b$

しかし、今、私はあなたの実際の疑問であると私が信じるものに答えようとします。回路のDC解析と小信号解析のコンセプトを混同していると思います。

「入力変数」と呼ばれるものは、実際にはDCコンポーネントの上にACコンポーネントを持っています。

$V_{BE}$あなたが言及して」です。しかし（これは重要な部分です）、AC成分は実際に増幅したい信号です。そしてもちろん、それは一定ではありません。

今、あなたはあなたの混乱がどこから来たかを見ることができると思います。心配しないでください、それはかなり一般的な混乱です。ほとんどの教師や本は、DC分析と小信号分析の観点から考える方法と、それぞれにどの仮定を適用する必要があるかを説明するのはうまくいかないといつも思っていました。

まとめると：

1. DC回路を分析するとき、AC信号を無視し（実際には、それをゼロに設定します）、を仮定します$V_{BE}$$V_{BE}$$I_b$

2. $R_c$$V_{cc}$$v_{BE}$$V_{BE}$

注：上の図のソースはここにあります。