トランスをインダクタとして使用するにはどうすればよいですか？

L _p：一次巻線の自己インダクタンス。
L _s：二次巻線の自己インダクタンス。
L _m：一次巻線と二次巻線間の相互インダクタンス。

50Hzまたは60Hz未満で使用するには、大きなインダクタンスを持つ鉄心インダクタが必要だと仮定します。

画像内の特定のトランスからインダクタを取得するにはどうすればよいですか？絶対に必要でない限り、他の回路要素は使いたくありません。トランスフォーマーのドット表記が画像に示されています。結果として得られるインダクタのインダクタンスが最大になるように端子接続を行う必要があります（一次巻線と二次巻線によって生成される磁束がトランスのコア内で同じ方向に発生する場合に起こると思います）。

「P 2とS 2を一緒に接続すると、P 1がL 1になり、S 1が結果のインダクタのL 2になります。$P_2$$S_2$$P_1$$L_1$$S_1$$L_2$」のような答えが期待されます。
未使用の巻線を開いて一次巻線と二次巻線を別々に使用できることを理解していますが、結果として生じるインダクタンスが最大になるように巻線を接続するスマートな方法を探しています。

、L s、およびL mに関してインダクタのインダクタンスはどうなりますか？$L_p$$L_s$$L_m$
結果のインダクタの周波数動作はどうなりますか？元の変圧器が稼働する定格であった以外の周波数で良好な性能を発揮しますか？

画像内の特定のトランスからインダクタを取得するにはどうすればよいですか？...そのため、得られるインダクタのインダクタンスは最大でなければなりません。

• 一方の巻線の点線のない端をもう一方の点線の端に接続します。
  たとえば、P ₂からS ₁（またはP ₁からS ₂）で、ペアを単一の巻線であるかのように使用します。
  （下図の例による）

• 巻線を1つだけ使用しても、必要な最大インダクタンス結果は得られません。

• 結果として生じるインダクタンスは、2つの個々のインダクタンスの合計よりも大きくなります。
  結果のインダクタンスをL _tと呼ぶ、

  • L _t > L _p
  • L _t > L _s
  • L _t >（L _p + L _s）!!! <-これは直感的ではないかもしれません
  • <-また、直観的ではありません。$L_t = ( \sqrt{L_p} + \sqrt{L_s}) ^ 2$
  • $\dots = L_p + L_s + 2 \times \sqrt{L_p} \times \sqrt{L_s}$

ご了承ください のIF巻線は磁気的（例えば、2つの別々のコア上にあった）リンクされていないし、次いで2つのインダクタンスは、単に追加し、L _sepsum = L _S + L _P。

結果のインダクタの周波数動作はどうなりますか？元の変圧器が稼働する定格であった以外の周波数で良好な性能を発揮しますか？

「周波数動作」最終インダクタのは、質問の意味をさらに説明せずに意味のある用語ではなく、インダクタの使用方法に依存します。
この場合、通常の用語「周波数応答」よりも多くを意味する可能性があるため、「周波数動作」は適切な用語であることに注意してください。
たとえば、主電源を直列に接続した一次および二次に印加する場合、一次側は通常の動作で使用する主電圧の定格であるため、インダクタの使用方法に応じてさまざまな影響があります。あまり飽和していません。その意味はアプリケーションに依存します-非常に興味深いです。議論する必要があります。

2つの巻線を互いに接続して、それらの磁場が互いにサポートするようにすると、最大のインダクタンスが得られます。

これが終わったら

• 巻線Pの電流からの磁界も巻線に影響を与えます Sに

• また、巻線Sの磁場も巻線に影響します Pに

したがって、結果として生じるインダクタンスは、2つのインダクタンスの線形和よりも大きくなります。

2つ以上の巻線がある場所に追加するインダクタンスを取得するための要件は、すべての点線の巻線端に同時に電流が流れ込む（または流れ出る）ことです。

• $L_{effective} = L_{eff} = (\sqrt{L_p} + \sqrt{L_s})^2 \dots (1)$

なぜなら：

巻線が同じ磁気コアで相互に結合されているため、いずれかの巻線のすべてのターンが同じ磁束によってリンクされている場合、巻線が一緒に接続されると、ターン数= 2つのターンの合計の単一の巻線のように機能します巻線。

$N_{total} = N_t = N_p + N_s \dots (2)$

$N^2$

$L = k.N^2 \dots (3)$
$N = \sqrt{\frac{L}{k}} \dots (4)$

Lの正確な値がないため、この目的のためにkを1に設定できます。

そう

上記（2）から： $N_{total} = N_t = (N_p + N_s)$

だが ： $N_p = \sqrt{k.L_p} = \sqrt{Lp} \dots (5)$
そして： $N_s = \sqrt{k.L_s} = \sqrt{L_s} \dots (6)$

だが $L_t = (k.N_p + k.N_s)^2 = (N_p + N_s)^2 \dots (7)$

So

$\mathbf{L_t = (\sqrt{L_p} + \sqrt{L_s})^2} \dots (8)$

Which expands to: $L_t = L_p + L_s + 2 \times \sqrt{L_p} \times \sqrt{L_s}$

In words:

The inductance of the two windings in series is the square of the sum of the square roots of their individual inductances.

L_m is not relevant to this calculation as a separate value - it is part of the above workings and is the effective gain from crosslinking the two magnetic fields.

[[Unlike Ghost Busters - In this case you are allowed to cross the beams.]].

Just use the primary or the secondary with the other winding open-circuit. If you use the primary, the inductance will be $L_P$, and if you use the secondary it will be $L_S$ - by definition.

But I'm not sure what you are expecting to do with this (you say you don't want to use any other circuit elements .... ?).

The frequency response will depend on what other circuit elements you use. Assuming you are trying to implement an L/R or L/C low-pass filter, a mains transformer should give rejection up to a few tens of kHz before other factors (such as winding capacitance) have an effect.

Be aware though that the primary of a mains transformer will have higher inductance and will be rated for higher voltage and lower current than the secondary. You should also ensure that if you do not use one winding is well insulated, especially if you are using the secondary. This is because very high voltages could be induced in the primary if the secondary current changes rapidly.

EDIT

I see from your edits that you want to connect the windings together. The primary and secondary inductances can be calculated from their turns by the formulae ..

SECOND EDIT

I have rewritten this next part to make it less mathematical, more intuitive, and to distinguish it from other answers here.

The voltage induced across an inductor is proprrtional to the rate of change of current through it, and the constant of proportionality is the inductance L.

V1 = L * (rate of change of current through winding)

With coupled coils, the induced voltage has an extra factor due to the rate of change of current through the other winding, the constant being the mutual inductance Lm.

V2 = Lm * (rate of change of current through the other winding)

So in general, the voltage across the inductor is the sum of these:- (using your symbols)

Vp = Lp * (rate of change of primary current) + M * (rate of change of secondary current)

and for the secondary :-

Vs = Ls * (rate of change of secondary current) + M * (rate of change of primary current)

If we wire the primary and secondary in series, the currents are the same and the voltages will add or subtract,

depending on which way round we connect the windings together.

$V_{total} = V_P \pm V_S = ( L_P \pm L_M + L_S \pm L_M )$ * (rate of change of current)

SUMMARY

But this is just the same as if we had an inductor with inductance :-

$L_t = L_p + L_s \pm 2L_m$

If we connect the windings so that S1 is connected to P2, the current will flow the same way through both windings, the voltages will add and we maximize the inductance, so :-

$L_t = L_p + L_s + 2L_m$

If there is no coupling (for instance if the windings were on separate cores), the mutual inductance will be zero and the primary and secondary inductances will add as you might expect. If the coupling is less than perfect, a proportion k of the flux from one winding will couple into the other winding, with k varying from 0 to 1 as the coupling improves. The mutual inductance can then be expressed as :-

$L_m = k\sqrt{L_pL_s}$

and

$L_t = L_p + L_s + 2k\sqrt{L_pL_s}$

This is the same as Russell's answer if k=1 (perfect coupling) but I disagree that the mutual inductance is not relevant. It is.