このPNPトランジスタがトリガーされないのはなぜですか？

以下の回路は、MCU_LS12上のMCUから3.3Vの信号を受け取り、12Vのハイサイド信号を出力しているはずです。

出力は常に12Vです。ベースの出力トランジスタへのスコープでは、「十分」にグランドに引き込まれていません。12Vから11.5Vにしかなりません。

何が欠けていますか？LS12の入力信号はMCUからの3.3Vであり、テスト用に50％の方形波を送信します。Q6がQ8のベースを地面に落とさないのはなぜですか？何を変更できますか？それはディバイダーですか？

EESEエディターを使用して回路図を描きましょう（必要に応じて）。

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}

間違って配線した。Andyが指摘するように、通常のPNPは、逆にした場合でもPNPトランジスタとして機能できます。ただし、通常ははるかに悪い伴います（物事がBJTにドープされ、物理的に構築される方法が原因です）。$Q_8$$\beta$

しかし、アンディが見逃したかもしれないもの[私はあなたがMJD127G（データシート）を使用していると真剣に考えることができると仮定します]、それからこれはダーリントンです!! あなたはそれらを逆転させず、多くを期待しません。それらを正しく配置する必要があります！

を使用したとていたので、いきます。これは、単なる意味します。データシートの重要なグラフは次のとおりです。I C 8 = $R_{LOAD}=200\:\Omega$$I_{C_8}=60\:\textrm{mA}$

$V_{CE_{SAT}}\approx 800\:\textrm{mV}$$11\:\textrm{V}$$R_{LOAD}$

$\beta=250$$60\:\textrm{mA}$$250\:\mu\textrm{A}$

$Q_6$ $\beta=5000$$I_C=10\:\textrm{mA}$$Q_6$$50\:\textrm{nA}$$\beta$$Q_6$

$R_{22}$$R_{22}=\frac{3.3\:\textrm{V}-1\:\textrm{V}}{250\:\mu\textrm{A}}=9200\:\Omega$$50\:\mu\textrm{A}$$R_{25}$$7.2\:\textrm{k}\Omega$$R_{25}$$50\:\mu\textrm{A}$$22\:\textrm{k}\Omega$$R_{22}=\frac{3.3\:\textrm{V}-1\:\textrm{V}}{250\:\mu\textrm{A}+50\:\mu\textrm{A}}\approx 7.2\:\textrm{k}\:\Omega$

^{この回路をシミュレート}

負荷を増やす場合は、計算に従ってください。

なぜダーリントンを使用しているのですか？ああ。ここで、負荷が以上になる可能性があると説明しました$3\:\textrm{A}$

この種の負荷について、やり直してみましょう。

^{この回路をシミュレート}

そのダーリントンはより多くの電圧を落とし、今やかなりの量の電力を消費します。実際、それはあなたが申請する勇気よりも多く散逸します!! 熱抵抗と最高使用温度を見てください！ボード自体で非常に特別なことを行わずに、より適切に散逸させるとすると、約以上を散逸させることはできません。$1.5\:\textrm{W}$

したがって、すべての数値が「大丈夫」であることがわかりますが、いくつかの問題があります。

1. ダーリントンでの散逸は単に数倍に過ぎます。
2. あなたは約を失うでしょう$1.5\:\textrm{V}$$10.5\:\textrm{V}$

それ以外は大丈夫そうです。

散逸に対処する必要があります。これは、MOSFETがかなり見栄えがよくなるケースの1つです。

$V_{BE}$$\approx 0.7V$$3.3V-0.7V=2.6V$$V_{CE}$

$V_{CE(sat)}$

$I_C \approx I_E = \frac{V_B \;-\;0.7V}{R22} = \frac{3.3V \;-\;0.7V}{220\Omega}\approx 12mA$

問題は、12Vレールへの電圧ヘッドルームがある限り、その回路が電流源として機能することです。あなたの回路では、それはそれらの12mAをQ8のBEジャンクションと並列にR25（2.2kΩ）に強制します（つまり、Q8を正しく接続する、つまり回路のCとEを交換するとします）。

$\frac{0.7V}{2.2k\Omega}\approx 0.31mA << 12mA$

ベースの12mA電流は、出力トランジスタを飽和させ、スイッチをオンにした状態で動作させるのに十分です（これが必要です）。ただし、「ドライバ」トランジスタQ6はスイッチのようには機能せず、（切り替え可能な）電流源として機能するため、予想どおりベースがグランドに引き込まれることはありません。

私は、PNPトランジスタ（Q8）がエミッターとコレクターに意図的に接続され、飽和したときにわずかに低いVceを実現することを想定しています。この手法は時々使用されますが、エミッターベースの逆電圧降伏に関して潜在的な問題があるので、これが意図的なものである場合は計算してください。そうでない場合は、読み続けてください。

出力は常に12Vです。

負荷がなく、高インピーダンスメーターを使用していて、Q8を流れるリーク電流が小さい場合、出力は12ボルトまで軽く引き上げられる傾向があり、これが表示されている場合があります。

ベースの出力トランジスタへのスコープでは、「十分」にグランドに引き込まれていません。12Vから11.5Vにしかなりません。

12ボルトとベースの間の接合部は順方向導通ダイオードであり、中程度のベース電流の場合、0.4ボルトと0.7ボルトの間でのみ降下する可能性があります。これは問題ではありません。ベース電流は、Q6のベースの3.3ボルトによって設定されます。Q6のエミッタに約2.7ボルトが「流れ」、約12 mAの電流がR22に流れます。この電流は、主にQ8のベースを通過します（オンにするために約10 mA）。

何が欠けていますか？

出力負荷と、コレクタとエミッタの誤った配線を除いて、何もない。

コメント1）BJTトランジスタをスイッチ（アンプではなく）として使用する場合は、エミッタと電源の間に回路要素を配置せずに、エミッタを直接電源に接続します。NPNトランジスタの場合、エミッタを直接NEGATIVEパワーレール（たとえば、接地）に接続し、PNPトランジスタの場合、エミッタを直接POSITIVEパワーレール（たとえば、12V_IGN_ON、これはあなたの電源であると想定しています）に接続します。ON | OFFに切り替えられている負荷にコレクターを接続します。[同様に、MOSFETスイッチの場合、MOSFETのSOURCEピンを直接電源に接続します。N-MOSのSOURCEを負の電源に接続します。P-MOSのSOURCEからPOSITIVE電源へ。DRAINを負荷に接続します。]

コメント2）ダーリントンペアの出力トランジスタは飽和しません（完全にオンになります）。飽和状態に近づきますが、飽和状態になることはありません。これを念頭に置いて、使用しているダーリントントランジスタは、より多くの電力を消費（浪費）し、飽和状態で動作している「標準」のBJTトランジスタよりもはるかに高温になります。したがって、ここで行われているようにダーリントンペアを使用すると、負荷に供給できる電力が少なくなります。TL; DR：カットオフ（OFF）と飽和（ON）を切り替える必要があるスイッチング回路にダーリントンペアトランジスタを使用しないでください。

コメント3）IMO、BJTスイッチング回路を設計するときに現在の計算を処理するのが最も簡単です。出力負荷に100 mAの最大電流が流れると仮定します。ダーリントントランジスタQ8を、飽和ベータが10の小信号PNP BJT（たとえば、2N3906）で置き換えたとします（データシートを参照）。使用する最初の近似計算には、

Q8_IC_sat = Q8_Beta_sat * Q8_IB_sat

したがって、

=> IB_sat = IC_sat / Beta_sat
= (-100 mA) / (10)
=> IB_sat = -10 mA

したがって、Q8のベースから出る電流は少なくとも10 mAでなければなりません。このベース電流は、Q6のコレクタとQ8のベースの間に直列に接続された適切な値の電流制限抵抗 R_X を介して「プログラム」されます。（nb抵抗R22とR25を削除してください。）

R_X = ((12V_IGN_ON) - (Q8_VBE(SAT) @ Q8_IC=100mA) - (Q6_VCE(SAT) @ Q6_IC=10mA)) / 10mA

Q6をNPN BJT（小信号2N2222Aなど）に置き換えます。現在の目標は、マイクロコントローラのデジタル出力ピンがロジックHIGH出力を生成するようにプログラムされているときにQ6を飽和させることです。もう一度、2N2222Aのデータシートを見ると、飽和ベータが10であることがわかります。したがって、マイクロコントローラーのデジタル出力ピンからQ6のベースに流れる必要な電流は、

Q6_IB_sat = Q6_IC_sat / Q6_Beta_sat
= (10 mA) / (10)
=> IB_sat(Q6) = 1 mA

この1 mA電流は、マイクロコントローラーのデジタル出力ピンとQ6のベースの間に直列に接続された適切な値の電流制限抵抗R_Yを介してプログラムできます。

R_Y = ( (microcontroller VOH) - (Q6_VBE(Sat) @ Q6_IC(sat)=10mA) ) / 1 mA

ここで、「VOH」は、マイクロコントローラーのデジタル出力ピンでの論理HIGH出力信号の最小電圧です（VOHについては、マイクロコントローラーのデータシートを参照してください）。

VOH <= uC digital output pin logic HIGH voltage < 3.3V

ベース抵抗を使用して、Q6を適切にバイアスする必要があります。現在はエミッターフォロワーです。したがって、エミッタは3.3Vです-Vbe = 2.6 V

2番目のbjtは何とか飽和状態にあります