32 kHzクリスタルが期待どおりに動作しない

私は数日間この問題を理解しようとしており、典型的な水晶の動作/構成を読んでいて、私は途方に暮れています。ここで検索しようとしましたが、私の問題に似たものに遭遇しなかったので、どこかで解決策を逃した場合は申し訳ありません。

私はPICを使用して外部クリスタルからRTCを実行しようとしていますが、クリスタルは予想したとおりに発振せず、他の状況では発振しているので、意味がわかりません。私はEEではないので、たぶんただ無知なだけです。

クリスタル：LFXTAL016178。何もリストされていないので、それは並列共振結晶であると確信しています。その負荷容量は6 pFですが、これは普通ではないことがわかりました。よく分かりません。

PIC：PIC24FJ128GB204。データシートが示すように水晶を接続しましたが、負荷コンデンサを選択する際に明確な助けが得られないため、いくつかの検索を行い、そこで役立つ他のリソースをオンラインで見つけました。

セットアップ：いくつかのソースから、負荷コンデンサの目安は$C_L = \frac{C_1 × C_2}{C_1+C_2}$に浮遊容量を追加して、$C_1$及び$C_2$pFの2〜5。両方のコンデンサで6pFの中間値だと思ったものを選びましたが、その選択がどれほど悪いかはまだわかりません。

これが私の回路図の写真です： レイアウト：

動作しない場合：

• 回路図にあるように、両方のピンに6pFの負荷コンデンサがあるため、発振しません。10分ごとなどに振動しない限り。
• コンデンサを外すと、発振速度は非常に遅くなり、本来の約2.5倍遅くなります。この速度は測定しませんでした。
• 追加の6pFコンデンサーを上部にはんだ付けして12pFコンデンサーを作成すると、発振しません。
• ピンに3 pFのコンデンサと10 MOhmの抵抗を使用。（RTCCクロックは不安定です。）

それはケースない仕事を：

• SOSCIピンをオシロスコープでプローブするとき。上記の最初の3つのケースでは、プローブをSOSCIピンに触れるとすぐに起動し、きれいな正弦波を生成しました。SOSCOピンに触れたとき、または3pFコンデンサを使用したときは、これを行いませんでした。プローブが接続されている場合にのみ点滅する1秒ごとに点滅するはずのいくつかのLEDのために、前もって機能していなかったことを知っています。（オシロスコープのすべてを知っているわけではなく、操作方法を知っているだけです。プローブには6MHz / 1MOhm / 95pFと表示され、スコープにはプローブが接続される60 MHz / 1 GS / sおよび300V CAT IIと表示されます。 TDS 2002（誰にとっても何かを意味する場合）
• SOSCIとグランドの間に330オームの抵抗を接続すると。手元にある2つの抵抗のうちの1つです。10kは適切な周波数の約半分で動作するように見えました。
• 3 pFのコンデンサを使用していますが、14 kHzです。

私が測定したいくつかの周波数は次のとおりです。

• （12 pFキャップ）SOSCIへの周波数接触プローブ：32.7674 kHz
• （12 pFキャップ）SOSCIで330Ωプルダウンを使用したPICによる周波数出力：32.764 kHz
• （12 pFキャップ）LPRCを使用したPICによる周波数出力：32.68 kHz
• （3 pFキャップ）PICによる周波数出力：14.08 kHz

基本的に、私が知りたいのは、スコーププローブを使用するときに時々完全に振動する理由と、それを希望どおりに機能させるための正しい解決策です。

編集：私はこのアプリケーションノートを見つけたばかりで、マイクロコントローラ用に12.5 pF 水晶を選択すべきだと書かれています。しかし、私の所望の最小動作温度（-55とMouser初/ Digikeyを上の任意の結晶∘ C）が在庫切れです。私は今のところ十分なものを手に入れますが、私の質問はまだ残っていると思います。$C_L$$^{\circ}$

EDIT2は：で空想新しい結晶（ = 12.5 PF）といくつかの標準的な22のpFのキャップは、32.7676 kHzで働いていました。これは、古い水晶（C L = 6 pF）で何がうまくいかなかったのかを暗示していますか？$C_L$$C_L$

MCUメーカーが故障している可能性があります。最新のMCU RTC発振器を、一般的な市販の32kHz水晶で確実に機能するように設計しない理由はまったくありません。

残念ながら、あなたがすでに発見したように、反対の方がはるかに一般的です-あなたの場合、MCUのデータシートは6pFの負荷容量が機能しないと言及していません。

根本的な問題は、2つの異なるメーカーが製造した2 つのコンポーネントのシステムを扱っていることです。そのうちの1人はシリコンを話し、もう1人はクォーツを話します。彼らは、製品がどのように確実に連携するかを設計者に伝える方法を適切に合意したことがありません。

したがって、ご存知のように、水晶発振器は不気味な人のtrapになる可能性があります。水晶発振器のスタートアップの問題により、主要な自動車生産ラインが停止状態に陥るのを見ました！

とにかく、WHYの質問に答えるには、4つの重要なパラメーターが関係しています。

1. MCU発振器の出力インピーダンス。これは周波数によって異なり、多くの場合、「ドライブレベル」や「電力レベル」などの構成ビットによって複雑になります。MCUメーカーがこれらの値を指定/保証したことはありません。

2. 外部コンデンサ-クリスタル-コンデンサ「pi」ネットワークの入力インピーダンス。これは主に、入力側のコンデンサによって決まります。コンデンサは、水晶メーカーが指定した負荷容量によって決まります。

3. $G_m$

4. 共振時の外部Cap-Xtal-Cap "Pi"回路の電圧ゲイン（実際の損失）。これは主に、水晶の内部等価直列抵抗（ESR）によって決まります。あなたが言及した水晶はESR = 50kを指定しています。また、抵抗は経年変化により増加し（水分/不純物がクリスタルケースに漏れる）、はんだ付け温度/時間の影響も受けます。（水晶ケース内の不純物は、蒸発してクォーツ上に沈殿します）ESRは、製造バッチによって大きく異なる場合があります。50kは、32kHz水晶のかなり典型的なESRです。小さなフォームファクタの水晶の32kHzで指定された最低の値は30kです。

発振器が機能するためには、（3）と（4）の積である合計電圧ゲインが> 1でなければなりません。さらに、ゲインの位相（はい、ゲインは複素数）は360度でなければなりません。位相の約半分である180度は反転増幅器によって提供され、「2回目の反転」はcap-xtal-capネットワークによって提供されます。

以下は、ゲイン、出力インピーダンス、コンデンサ値が相互作用して起動にどのように影響するかを理解するのに役立つ簡単なオンラインシミュレーションです。コンポーネントを右クリックして、値を変更します。（注-このシミュレーションは、偽の起動には1mV残留コンデンサ電圧を使用するが、増幅器における実際のノイズのように、起動元であるこのいずれか）

それで、あなたの場合はどうなりましたか？おそらく、MCU発振器の設計者は、12.5pFの負荷水晶で確実に機能するように出力段を設計しましたが、6pFの負荷では、電圧ゲインまたは位相の要件が単に満たされないことが判明しました。設計の前提についてはデータシートに記載されていないので、ほら、あなたにとっての問題-そして他の多くの問題。

うわー、組み込みデザイナーは何をすべきですか？

最初に、限界水晶発振器はビジネスに多額の費用がかかる可能性があることに常に注意してください。

第二に、上記に照らして、特に経験がない場合、またはMCUベンダーがデータシートで水晶パラメーターを指定していない場合、最良の投資は外部の低電力32kHzオシレーターです。

第三に、MCUメーカーによって指定されたESRと静電容量を持つ水晶を使用することを確認してください。データシートに何も表示されない場合は、推奨される水晶部品番号のリストをサプライヤに問い合わせるか、そのようなMCUを選択してください。

第四に、テスト、テスト、テスト！すべての電圧と温度にわたって。可能であればRCクロックを使用してファームウェアでタイミングを調整することで起動にかかる時間に注意してください。生産ユニットが標準を2倍超えた場合は、テストファームウェアにフラグを設定して、生産テストで通知できるようにします。そうすれば、アラームベルが鳴らない限り、生産ユニットは限界発振器でドアから出られません。

経験豊富な生産検証エンジニアは何をしますか？

適切な情報の一般的な不足を回避するために、「動作する」と「動作する」の間に10倍の安全マージンが必要です。実際のESR を測定し、水晶と直列に10倍の「ハンディキャップ抵抗」を追加します。 cap-xtal-capネットワーク。「ハンディキャップESR」システムがすべての電圧と温度の組み合わせで機能する場合、10倍の安全マージンはESRと​​MCUゲインの両方の未知の変動をカバーするのに十分であると想定されます。これについては、このアプリケーションノートの図3で部分的に説明しています。

あなたは何をするべきか？

何らかの理由で上記のテストを実行できず、製品を数千個販売したい場合は、すべてのテストを行った発振器ベンダーから市販の32kHz発振器に余分なペニーを投資する方が確実です。あなた、またはデバイスのデータシートに特定の結晶（または結晶要件）を指定MCUに切り替えることもできます。

より低い内部抵抗を持つ水晶を選択するか、異なる/非対称のコンデンサ値で遊ぶことで状況を「修正」することはできますが、上記の理由により、ソリューションはまだわずかです。

TL; DR：

水晶発振器は、ビジネスに多くの時間とお金を費やす可能性があります。可能な場合は外部発振器を使用するか、すべての電圧および温度範囲で上記の「ハンディキャップESR」テストを実行します。

最後に、温度安定性のためにNPOコンデンサを必ず使用してください。

次の2つの主なことがあります。

1. 十分な負荷容量がありません。

2. 負荷容量がわかりません。

水晶の片側が水晶周波数の正弦波で駆動されていると想像してください。この信号は低インピーダンスです。負荷容量とは、180°の位相シフトを引き起こすために水晶の反対側に置く容量です。

このような水晶の位相シフトは、水晶の動作周波数での周波数の関数として急速に変化します。周波数の関数としての位相は動作周波数で非常に急峻であるため、これは水晶が意図した周波数で動作していることを確認するために使用する駆動回路にとって良いことです。これらのタイプの回路は、水晶が入力位相を180°シフトすると最適に発振します。わずかな周波数変化がそれを台無しにするだけなので、結果として生じる発振は水晶の意図した周波数に非常に近くなります。

回路に戻りましょう。大きな手がかりは、発振器の入力ピンにスコーププローブを配置すると動作することです。それは、水晶の出力側に容量を追加することです。明らかに、あなたが持っているセットアップでは、追加のスコーププローブキャパシタンスにより、水晶がシステムを発振させるのに適切な量だけ位相をシフトさせます。水晶出力のみに静電容量を追加すると、スコーププローブの効果が再現され、動作します。手始めに別の10 pF程度を試してください。

インターネットの反対側で見つけた式を理解せずに使用しないでください。あなたが示す方程式は、多くの仮定を作りますが、それらのいくつかは無効です。残念ながら、結晶に関しては従来の愚かさがたくさんあります。

水晶自体は2端子デバイスにすぎず、回路のグランドについては何も「知りません」。最終的に、負荷容量はその端子にかかるものです。したがって、従来の愚かさは、水晶の両側にある2つの等しいコンデンサを使用して接地することを意味します。これらは直列であるため、それぞれが目的の容量の2倍である必要があります。ただし、水晶の両側にあると思われるグランドへの浮遊容量は、これらの容量から差し引く必要があります。

従来の愚かさの問題は、水晶ドライバ出力のインピーダンスを無視することです。それが0である極端な場合を考えてみましょう。その場合、水晶の入力側に追加される容量は、ドライバの0インピーダンスと並列であるため、完全に無関係です。水晶の負荷は、その出力の容量のみです。

数学をしてください。32.8 kHzでの6 pFのインピーダンスは810kΩです。水晶ドライバのインピーダンスは確かにゼロではありませんが、810kΩに比べてかなり大きい可能性があります。

各キャップが実際に何をするかを検討してください。入力の1つは水晶ドライバをロードします。その主な目的は、ドライバーから出てくる高調波の一部を減衰させることです。これにより、水晶のビートが少なくなり、システム全体が高調波で発振する可能性が低くなります。クリスタルには複雑な伝達特性があります。高調波では、意図した動作周波数での特性と同じ特性をいくつか持つことができます。一部の水晶は、業界では倍音モードと呼ばれる高調波で意図的に使用できるようにカットされています。

出力の静電容量は、真の「負荷」静電容量です。そのリアクタンスは水晶のリアクタンスに対して機能し、適切な周波数で適切な量の結果を位相シフトします。

あなたの場合、水晶振動子の定格は6 pFであり、それが出力に適用されるものです。うまくいったはずです。私が推測しているのは、水晶の入力のキャップ、実際には水晶ドライバの出力のキャップも、負荷キャップの位相に対して機能する位相シフトを引き起こしたということです。テストとして、水晶入力のキャップを外して、出力に6 pFを残してみてください。その場合、水晶入力の波形を見るのは良いことですが、10xスコープのプローブでさえもそれを変更する可能性があります。とにかく試してみてください。しかし、スコーププローブが可能な限り最高のインピーダンスに設定されていることを確認してください。

2つのキャップと水晶は、180度の位相シフトとして動作します。2つのキャップの大きさ（比率）は、電圧伝達率を定義します。6Pfは少し小さく聞こえますが、問題は水晶並列負荷の設計ポイントです。この値から遠く離れたくありません。通常、両側に27pfあります。

水晶がプロセッサの出力に直接結び付けられている場合にも、1つのサウンドが表示されます。この出力は、クリスタルをオーバードライブする可能性のある低Zである可能性があります。これらの時計用クリスタルのこのドライブ仕様は小さく、非常に簡単にオーバードライブできることを忘れないでください。100KのシリーズRを使用して、水晶駆動を削減できます。

プロセッサの出力から入力までの内部1-10 Megバイアス抵抗があることを確認してください。スコープのプローブをタッチすると振動し始めると述べました。これは、DCバイアスの問題（おそらく10Megスコープのプローブ）または調整された回路の伝達比を調整するプローブキャップの可能性があります。

本当にきれい（漂遊フラックスなし）で、本当に短いワイヤであること。それは本当のHi Z回路です。

ボブ・K

また、私が使用する「標準」プローブは、最小の静電容量を提供するx 100であり、約1.5pfを思い出します。この回路でx 10を使用するのは難しく、x 1は役に立たない。Ues x 100でスコープの垂直ゲインを上げ、スコープのフロントエンドに作業をさせます。X 1プローブは、高Zまたは高速にはほとんど役に立ちません。GNDクリップの電流が10分の1に減少するので、x 100がデジタル処理を行うのが大好きです。

32KHzでは、これらは典型的なXT / ATカットクリスタルではなく、数mmの長さの小さな「音叉」のデジタル時計クリスタルです。

タッチに応答するため、PICが提供するDCバイアスは間違っている可能性があります。発振器ピン間に接続された大きな値の抵抗を追加してみてください（10Meg、さらには22Meg。）

オーバードライブによってクリスタルが損傷する可能性があります。（ある参考文献では、SOSCピンと水晶の間に100K以上の抵抗を含めることを提案しています。）

多くの情報については、これらの低周波数音叉水晶を使用した発振器を備えた古いチップの仕様書を読んでください...

10ページ目：http : //www.abracon.com/Support/Tuning-Fork-Crystals-and-Oscillator.pdf

http://www.ti.com/lit/an/slaa322d/slaa322d.pdf

PS電子金鉱には現在、32KHzではなく、異常な周波数の安価な「時計用水晶」音叉があることに気付きました

私の経験とほとんどのOEMのそのようなTIでは、すでに内部にある10Mではなく、1MOhmの外部フィードバックをお勧めします。音叉型共振器は、ESRが高く、XTモードまたはATカットクリスタルよりもはるかに低いuW損傷しきい値を持っています。

。警告。MfgまたはOEMアプリノートを無視すると、破損する可能性があります。

これは並列共振回路です。共振は高インピーダンスの180度の位相シフトであり、反転後に正のフィードバックを与えます。内部には10Mオームの高Rフィードバックがあり、DCでVdd / 2の入力に自己バイアスをかけ、Vdd / 2の平均DC電圧を持つ方形波を出力します。

入力DCが線形反転増幅器として動作するこの値Vdd / 2に近くない場合、出力は "1"または "0"でスタックします。入力SOSCIとVssまたはVddの間で330オームがバイアスを十分にシフトし、クロックを停止すると予想します。これは、330オームから0Vでのテストと矛盾し、出力SOSCOのみがこれを駆動できるため、InとOutを逆にした場合にのみ意味があります。

動静電容量は約3.5 fF（フェントファラッド）で、インダクタンスは約35 kH、ESRは35〜70 kOhmsです。これにより、32768 Hzで発振する最適な共振器パラメーターが定義されます。Qは> 10kです。

Microchipのアプリを読む場合。注、推奨します。それらの一つは http://ww1.microchip.com/downloads/en/AppNotes/00001798a.pdf。

• 1Mの外部フィードバックを追加して、表面漏れ汚染とミスバイアスによる潜在的なエラーを減らします
• シリーズRを追加して、たとえば10kのuWオーバードライブを防止し、マージンRs /（sRs + ESR）> 2 =マージナル、3 =良い、5 =最良の発振に失敗するマージンをテストします。これにより、発振するのに十分なループゲインが確保されます。
• 等しくないキャップを使用する場合は、入力容量を小さくするために入力キャップを小さくします。
• フラックスのすべてのパッドをきれいにします
• cct全体の周囲のガードギャップアイランドを考慮してから、境界ガード信号またはgndを考慮します。指の干渉またはクロストークを低減します。

唯一の主な設計上の欠陥は、すべてのトラックの周りの銅の塗りつぶしが容量を追加しすぎて、位相シフトフィードバックを180から90度に減少させることでした。このレイアウトでは、Barkhausen基準を満たす安定性のために、より大きな負荷キャップを必要とするxtalを選択する必要があります。

浮遊C gndはギャップに反するため、これらのトラックギャップはICパッド間のギャップと同じかそれ以上でなければなりません。

Microchipのアドバイスはマージンを改善しますが、0.1mm未満の積極的な銅充填ギャップを使用するユーザーを予期していませんでした。

1：1プローブの接地インダクタンスと同軸容量が大きすぎるため、1Mでも入力DCバイアスが乱れます。