±0.01°Cの精度で温度を測定

±0.01°Cまでの温度を測定する最も正確な方法は何ですか？私はホイートストンブリッジ（マイナーキャリブレーション用のミニポット付き）とその精度と範囲のためのRTDの使用を検討しました。-85°C〜55°Cの範囲が必要です。理想的には、これは低電圧動作（6 VDC）です。出力はデジタル信号である必要があり、現在はArduinoに送信されますが、将来的には、Arduinoに接続する前に、このデバイスと一緒にデータロギングシステムを含める予定です。電源はArduinoからも供給されるため、安定性は現在Arduinoのハードウェアに依存していますが、ユニットは115 Vコンセントに接続されるため、接地基準を使用できます。

最終的な目標は、このロギングデータのような複数の温度単位を持ち、データをグラフ化できるmCに送信することです。測定するのに十分正確なさまざまなプラチナRTDを見つけましたが、回路のレイアウト方法、アナログ信号をデジタルに正確に変換する方法、および電源に必要な電圧安定器を知りたいです。

現実的には、そのシステムレベルの精度で測定することは非常に困難です。です。表示する特定のセンサーはDINクラスA許容誤差です。つまり、センサーのみの最大誤差は150mK + 2mK * | T |です。（CのTで）。したがって、100℃では、センサーの最大誤差（自己発熱を含まない）は350mKであり、これはユーザーが望む数値の35倍です。このタイプの比較的低コストのセンサーは、薄膜構造のためにヒステリシスエラーが発生しやすくなります。これは、温度変化が大きい場合に役立ちますが、200°Cにも達すると、数十mKのエラーが発生することがあります（データシートには表示されていません）。

基準温度が0°Cであっても、センサーだけでは、必要なエラーの15倍の誤差が生じます。選択した電流に応じて、自己発熱がさらに寄与し、最適に設計された測定回路でもエラーが発生します。キャリブレーションを実行すると、いくつかのエラーを減らすことができますが、それは高価で困難であり、mKの精度と安定性を備えた計測器が必要です。水の三重点での一点校正は簡単ですが、それでも簡単ではありません。

比較的狭い範囲での0.01°Cの安定性はそれほど難しくありませんが、優れた設計技術が必要です。200uAの通電を使用する場合、入力で40uVよりはるかに優れた安定性が必要です。リファレンスは、動作温度範囲全体（定義する必要があります）にわたって20〜30ppm以内で安定している必要があります。正確な金属ホイル基準抵抗とレシオメトリック測定を使用すると、電圧基準誤差を最小限に抑えることができます。

0.01℃の分解能は非常に簡単です。24ビットADCをセンサー信号処理に掛けるだけですが、他のすべてのことを正しく行わない限り、（無害な計測環境での短期的な傾向を示すこと以外に）それほど意味がない場合があります。

RTDセンサー（Pt100）の完全なアナログフロントエンドであるTI ADS1248の24ビットシグマデルタADCを使用します。残念ながら、そのチップを備えたArduinoボードはほとんどありません。たった1つしか見つかりませんでした-http ://www.protovoltaics.com/arduino-rtd-shield/。ボードにTIから提供されたローパスフィルターがある場合に存在します。
このチップは、PCBが十分に機能していれば、全範囲にわたって18ビットのエラーのないコードを提供できます。
制限された範囲のみが必要な場合は、3線式と追加の補償抵抗を使用できますが、抵抗とPG​​A設定を正確に計算する必要があります。たとえば、-85Cから50Cまでが必要で、これは135Cの測定範囲です。PGA（例では128）を高く設定すると、初期測定範囲を狭めることができます。-17.5C（135 / 2-85）でpt100の抵抗を持つ補償抵抗を追加すると、測定範囲の中心が配置されます。参照抵抗R_BIASの追加の計算により、関心のある正確な測定範囲を設定できます：http ://www.ti.com/lit/an/sbaa180/sbaa180.pdf

また、水晶の温度センサーを確認することもできます。周波数の変化の測定は、マイクロボルトの測定よりもはるかに簡単に行えます... IIRC AoE、第1版のページから直接入手しています。

紙を1つか3つ持ってください：

http://www.sensorsportal.com/HTML/DIGEST/august_2014/Vol_176/P_2252.pdf http://maxwellsci.com/print/rjaset/v5-1232-1237.pdf http://micromachine.stanford.edu/ 〜hopcroft / Publications / Hopcroft_QT_ApplPhysLett_91_013505.pdf

データシートを用意してください（より低い温度範囲は、「特別注文」を除いて、リストに記載されている範囲を下回っていますが、-55から125Cのミリタリーグレードのパーツの1つを投げてからそこに行きます。

http://www.statek.com/products/pdf/Temp%20Sensor%2010162%20Rev%20B.pdf

温度と圧力を提供するかなり豪華な製品：

http://www.quartzdyne.com/quartz.html

HP2804Aの主人公と思われるウィキペディアのページ

https://en.wikipedia.org/wiki/Quartz_thermometer

私は以前のRLの仕事でこれをかなりしなければならなかったので、ここで確認できる問題を調べ、少なくとも私たちが行ったことの概要を説明します。ただし、a）約20年前だったので、メモリは現実とは異なる場合があります。b）障害状態で使用可能な電力を制限するために追加のコンポーネントを追加する本質的に安全なシステム上にあり、c）私は元の設計者ではありませんでした。

ブロックレベルの回路は、ケルビン接続のPRTセンサーと高精度の基準抵抗器（0.01％）に給電する切り替え電流源（安定しており、適度に正確であるが、測定に必要な精度ではない）であり、保護抵抗器を介して給電されるさまざまなポイント24ビットのデュアルスロープ積分ADCへのマルチプレクサ。これにより、範囲の中央で0.01Cの精度が得られましたが、保護抵抗に作用する漏れ電流のために、ハイエンドでは0.02C（0.013C IIRC）のみでした。リファレンス抵抗を使用してレシオメトリックに測定すると、正確で安定した電流源の必要がなくなり、ADCリファレンスの制約が緩和されるため、通常の商用コンポーネントで十分です。

測定ポイントが電子機器から離れていると思います（センサーがケーブルの端にあります）。そうしないと、電子機器が指定された温度範囲外にあるという大きな問題が発生します（通常の工業用範囲は-55 + 85C）。これは、ケルビン接続（4線PRT）を使用してケーブル抵抗を測定から排除できることをかなり適切に規定します-励起電流は1組のワイヤーに送られ、電圧はもう1組で測定されます（ケーブルコストは非常に高いので、バランスの取れた長さの3線を使用し、いくつかの追加の測定とソフトウェアで共通線を補正できます）。基本的な測定は、センサーとリファレンス抵抗の両端の電圧を測定することです。
励起電流を切り替えることにより、自己発熱を回避しながら、妥当な信号レベルを得るのに十分高い励起レベルを可能にします。センサーの抵抗、リファレンス、接続ケーブル、これらの温度変化、温度変化を考慮して、最高のセンサー回路抵抗がフルレンジに近いが線形領域に電圧を与えるように励起電流を選択できます電流源など。DAC出力（PWMラインではなく実際のDAC）で励起電流を設定し、ソフトウェアを使用して長期にわたってドライブレベルを調整し、ADCの最高値をフルレンジに近づけます。これにより、低温での解像度の低下（PRT温度が低い=抵抗が低い= ADCの読み取り値が低い= 1度あたりのビット数が少ない=精度が低い）。

単一のADCを使用すると、ADCの（ミス）マッチングの問題が回避され、測定不能なエラーが発生します。私のシステムではADCをシングルエンドとして構成していましたが、差動入力構成が問題を単純化していることに気付くかもしれませんが、漏れ電流と、それらが入力同相モードでどのように変化するかに注意してください。デュアルスロープコンバーターを使用する場合、誘電吸収を最小限に抑えるためにADC回路でポリプロピレンまたはポリエチレンコンデンサーを使用する必要があります。これらは大きくて高価です（また、PCBでガードリングを使用し、FR4のエポキシには特定のPCBトレース長を最小限に抑えるため、高誘電吸収）。デルタシグマコンバーターはこれを回避しますが、入力信号の変化のセトリング時間に問題が生じ（最初のN個の読み取り値を破棄します）、測定時間が延長され、自己発熱が読み取り値に影響を及ぼし始めたり、タイムリーな読み取りを妨げたりする可能性があります（これが理由です）デュアルスロープが選択され、その時点で使用可能なコンポーネントが含まれています）。ADCへの入力で利用可能なゲインブロックがある場合、それを使用して励起電流を最小限に抑えることができますが、ゲインは正確に公称値になることはないため、読み取り値間でゲインを変更してキューを取得しないでください。したがって、異なるゲインで取得されたADCの読み取り値は、この目的に適合しません。

エラーの別の悪質な原因は、意図しない熱電対接合です。銅線（またはPCBトレース）のスズめっきでもこの効果が得られます。信号経路の異なる金属-金属接合の数を最小限に抑えることを試みることに加えて、回避できないものはすべて平衡ペアで等温であるため、影響がキャンセルされ、信号経路が高電流から妥当な範囲に維持されることを確認してくださいトレース。回路の接地に注意してください。システム（マイクロプロセッサ）に1点のみで接続されているアナログ接地（ADCチップと入力マルチプレクサの接地）に1点のみで接続されているADC入力側接地（励起電流源の基準として使用される場合があります）など）電源のグラウンド入力に1点のみで接続されているグラウンド。エラーのもう1つの原因は、入力リーク電流です。ADC入力と直列に大きな抵抗がある場合（マルチプレクサーの「オン」抵抗、またはローパスフィルターなど）、最大漏れ電流でこの抵抗の両端の電圧降下が十分に小さいことを確認してください。また、この精度のために、センサーとシステムの他の部分（基準抵抗など）間のリークが非常に少ないことを確認する必要があります。約1,000万未満の場合、顕著な影響があります。基準抵抗など; 約1,000万未満の場合、顕著な影響があります。基準抵抗など; 約1,000万未満の場合、顕著な影響があります。

読み取りを行うときは、励起電流をオンにし、落ち着くまで数ミリ秒待機します（センサーケーブルには定常状態に充電する必要のある固有の静電容量があることに注意してください）。固定されたタイミングですべてのチャネルでADC変換を実行します、その後、最後を除いてすべてを同じタイミングで逆の順序で再読み取りします。自己発熱を計算する必要がある場合は、さらに2セットの読み取りを実行してから、励起をオフにします。読み取り値のセットの公称時間は奇数のシングルトン読み取り値の時間（デュアルスロープコンバーターの場合、入力サンプルホールドコンデンサが入力から切断された瞬間です）であり、読み取り値のペアは同じですが、おそらく自己発熱が原因で、それらが異なる場合は、それらを平均化して、公称時間で同等の測定値を得ることができます。4線式PRTを使用すると、PRT読み取り値と参照読み取り値が得られ、参照抵抗値にこれらの比率を掛けてPRT抵抗を取得します。3線式PRTの場合、共通線を補正するために、最初にPRTの読み取り値からドライブワイヤー全体の読み取り値を差し引きます。複数のPRTを読み取るには、電流源が十分なコンプライアンスを備えていて、センサー（または基準抵抗）を選択するのに十分なチャネルを備えた入力マルチプレクサーがある場合、それらを直列に接続するか、ドライブを多重化します-まだ広い入力が必要ですマルチプレクサですが、現在のソースコンプライアンス要件は緩和されています。

PRT抵抗を温度に変換するには、数式を生成または検索してみることができますが、私はメーカーのRTデータテーブルを使用して、最も近い3つのデータポイントに対して2次補間を行いました。これにより、使用するセンサーの変更（新しいテーブルを挿入するだけ）または測定値のテーブルに置き換えることによる個別のキャリブレーションが容易になります。

これはアプリケーションにとって少々やり過ぎかもしれませんが、音響温度測定は非常に正確です（ただし、希望するレベルではありません）。

面白く書かれています（ジムウィリアムズの名前が付いたすべてのアプリケーションノートと同様）。