EDIT1：実装と、火災や爆発を防ぐためにバッテリーパックにしっかりと固定するための現在のトリップについての詳細は、以下を参照してください。たった今あなたがリンクを提供したのを見た。
200WのLED ...あなたは山よりも明るくなります。とにかく、気をつけてお楽しみください。（ああ、そしてしばしば間違いを犯しました：ジャケットの各コンポーネントに接続された非常に柔軟なワイヤーがあることを確認してください、通常のシングルコアテストワイヤーが断線します。ヘッドフォンワイヤーは入手可能かもしれません。
セル管理ボードまたはチップでバッテリーを保護する必要があります。特定の車/飛行機/ヘリコプターを対象とした多くのハイエンドバッテリーパックは、常にどこにでも非常に重要であるため、実際には既に内蔵されています。
安いeBay / Alibabaパックにはそれらが含まれていません。
次に、保護ユニットの制限の1.5倍の任意のタイプのハードスイッチング保護を追加します。
そのようなシステムがすることは測定です：
- 充電時に入ってくる電流
- 放電時に流れる電流
- 各バッテリーのセル電圧
そして、時には、あるいは多分頻繁に、それらはまた、充電の終わりにセルのバランスをとります。
mosfet、低い値の抵抗、およびレールtoレールのオペアンプを使用して、独自の電子電流トリップを行うことができます。または、計算を少し簡単にする必要がある場合は、デュアルオペアンプ。できるだけ頻繁に使用したい場合は、バランス充電器を使用してください。残念ながら私は今走らなければなりません、そうでなければ私はボーナスとして完全な回路図を追加したかもしれません。
EDIT1、コンテンツ：最初に、バッテリーとDC-DCコンバーターについて少し説明します（退屈している場合は、次の見出しに進んでください。ただし、価値があるかもしれません）。
いくつかのことを考えると、バッテリーパックはわずか 4.8Ahであり、常にではないにせよ、多くの場合、エネルギー量は比較的低い放電電流、この場合は約2.4Aで測定されることを理解する必要があります。１０倍引きすると使用可能容量が著しく低下します。
しかし、楽観的に見て、20Aのドローを得て、4.5Ahの使用可能な容量を維持するとします。これは、4.5Ah / 20A = 0.225時間= 13.5分だけ続くことを意味します。満足できるかどうかはわかりませんが、数字を確認したかっただけです。そして、4.5Ahはおそらく非常に楽観的であることを覚えておいてください。
DC-DCコンバーターについては、実際のグラフィックを取得することはまったくできなかった、または入力から出力範囲の要件または仕様に関する表形式のデータに失敗したので、「最小効率」と仮定します。入力と出力の間が0.2V、または最小2Vの場合、後者の場合、バッテリーが切れ始めるとコンバーターのパフォーマンスが低下することがあります。
したがって、平均的なリチウムポリマーバッテリーの曲線から、計算を簡単にするために、バッテリー寿命全体で7.1Vの平均電圧に非常に大まかに一般化します。参考までに：セルは充電サイクルで2.5Vから4.25Vになり、放電では逆戻りします。正確な曲線と密度は総電流に再び依存するため、これはすぐに複雑な微分のセットになり、「 info」、「定電流で平均7.1Vとしましょう」に一般化します。
すべてを考慮すると、DC-DCが5Vで20Aを出力する場合、それは100Wの出力電力です。仕様で最も低い効率での100Wは、入力電力の82％です。したがって、入力電力は100W *（100/82）= 122Wでなければなりません。これは、コンバーター内に22Wのスティックがあることを意味することに注意してください。衣装の外側に置いて、適度に換気してください。122Wは122W / 7.1V = 17.2Aを意味します。4.5Ah（上記のように軽くディレーティングされています）では、4.5Ah / 17.2A = 0.262時間= 15.72分= 15分43.2秒です。
注：11.1Vの3Sセルを取得することにより、いくつかの点で効率を向上させ、バッテリーパックの消費電流を減らし、DC-DCコンバーターが効率的に動作する余地を増やすことができます。（または、22.2Vパックを搭載した別のDC / DCを使用すると、パック内の現在の消費量が大幅に減りますが、一度に200を購入しない場合は、それほど手頃な価格ではない可能性があります）。
今、いくつかの現在の奇抜な計算！わーい！
安全を確保したい場合は、バッテリーパックあたり25Aのトリップ電流を使用します。140Aを取ることができたとしても、これはすでにウォームアップしている可能性があるため、軽い不快感を解決する準備をしてください。実際、適切に行うと、最悪の事態が予想されます。保護と爆発の失敗、外側と2層または3層の丈夫なジーンズの布の間に電池を着用します。層が圧力を分散します。ただの予防策であり、傷つけることはできませんよね？
回路図の後で、25Aを使用して計算について説明します。40A以上が必要な場合は、自己責任でその電流を25Aに置き換え、計算と検索を行って新しいコンポーネントを見つけることができます。（または、同じ手順でも可能なバッテリーで4Aのトリップが必要な場合）。
この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図
さて、これは十分に長続きしないように、もっとあります！
オペアンプ：
まず、適切なオペアンプを見つけます。サプライヤがコストの表示（サプライヤサイト間を行き来することを強制する）などの興味深いパラメータを含まないか、または広範な検索を行わずに小さなサブに飛び込むことを強制するため、これは少し難しいものです-cathergories。少し恣意的にTexas Instrumentsを選びました。「パラメータで検索できるようになるまで最大数をクリックする」戦略を使用します。私が言ったように、これらの人々はまだ検索について少し学ぶ必要があります。
だから私はここに出てきました：TI OpAmp構成済みパラメトリック
私は入れました：
- 総供給電圧min <= 4.5V（非常に低いバッテリー）
- 合計供給電圧max> = 10V（ピーク充電サージ、バッテリーVmaxを数ボルト超えることができます
- GBW（MHz）> = 0.152（ゲイン帯域幅は、かなり単純化するために、アンプが増幅を停止するポイントであり、152kHzでも1msをはるかに下回る応答が可能で、1msは大丈夫なので、何MHzのGBWも必要ありません。
- Iq（perChannel）<= 0.45mA（これは、Aあたりの供給電流です。バッテリー容量の1 / 10000thは、バッテリーの自己放電をはるかに下回る可能性が高いため、この最大値は問題ありません。
- Vos <= 3mV（これはかなり保守的/制限的ですが、十分な結果が得られます。これは低い方が良いですが、3mVで十分です。Vosは、再度簡単に言えば、Ampが「通知」できない電圧です。入力電圧の差。125mVのトリップターゲットを選択したので、3mVは2％になります。詳細については、抵抗の選択を参照してください。）
次に、それをユニットコストでソートし（最も低いものから）、デュアルチャネルのレールツーレールモデルが見つかるまでスクロールダウンしました。レールツーレールとは、出力または入力、あるいはその両方が電源電圧まで到達できることを意味します。通常のオペアンプでは、信頼性の高い出力応答でいずれかの電源電圧まで常に到達できるわけではありません。Rail to Railを使用すると、最大$ 1の追加コストで、テスト、試行、および読み取りを大幅に節約できます。私は言う：このアプリケーションに値する！特に、できる限りmosfetのゲートを強く押したいので（これについては後で詳しく説明します）。
そこで、1mVオフセット、低入力バイアス電流、まともなゲイン帯域幅などでTLC2262 に行きました。データシート（これを常に確認してください！）には、「コモンモード入力電圧」に負のレールが含まれていることが明確に記載されています。つまり、opAmpを使用すると、抵抗器にかかる非常に低い電圧を測定できます。
抵抗R1：
次は測定抵抗R1です。125mVの上限トリップ電圧を選択しました。行くほど、無駄になる電力は少なくなります。しかし、低すぎると抵抗値が狂ってしまいます。恐らく、DIY設計では5mOhmはすでに非常に低いと思いますが、信頼性の高い接続を備えたものはおそらくあるでしょう。必要なのは、電流経路を2つのメインピンに接続する何らかの方法を備えた抵抗であり、抵抗が始まる正確な2点で測定を接続します。なぜなら、抵抗器のワイヤーは測定値を素早く歪めるからです。次のような電力抵抗器を想像してみてください。
この回路をシミュレート
ワイヤーの端で測定する場合、5mOhmを期待する9mOhm以上を測定すると、ほぼ2倍になります。そのため、実際の抵抗器のできるだけ近くにopAmpを接続し、間に電流を流す配線は最小限にします。
今、私たちは5mOhmを選びました。ピーク電流が25Aの場合、抵抗の電力損失は、P = I ^ 2 * R = 25A * 25A * 0.005Ohm = 3.125Wで計算できます。回路図は確実に5Wを示しています。
次の計算では、信頼できる接続を取得できると仮定します。そうでない場合は、高電流の実験用電源（たとえば10A）とまともなマルチメーターでテストして、25Aあたりの電圧（10Aで測定した値の2.5倍）を確認できます。
したがって、R = 0.005オーム（5mオーム）の場合、電圧降下は次のように計算できます。V= I * R = 25A * 0.005オーム= 0.125V = 125mV。これを後でV（r1）と呼びます。
ダイオード
次に、D1を確認する必要があります。D1の両端の電圧が約0.5Vであると推定した場合、推定平均バッテリー電圧7.1Vと抵抗R4である120kOhmを使用して、D1を流れる電流を計算できます。V（r4）= Vbat-Vdiode = 7.1-0.5 = 6.6V。ダイオード= I（r4）= 6.6V / 120kOhm = 55uA。（素敵で低いです）。ここで計算を正しく完了するには、1N4148データシートを確認する必要があります。Vishayの1N4148は、安価で入手が簡単で、この目的に非常に適しているため、次のようになります。
2ページの図2では、順方向電流の順方向電圧（Vdiode）を確認できます。残念ながらグラフは100uAまでしか行きませんが、ダイオードは0.00001uAで特定の漸近線に近づき、下部領域で良好かつ滑らかに応答するため、55uAでVf（ダイオード）= 0.45Vについて推定できます。約50mVずれていたようです。引き続き発生しますが、抵抗は非常に大きく、両端の電圧も大きいため、バランスをとると、いわば24Aから27Aのトリップウィンドウに対して「十分に近い」ことになります。図1では、温度が高くなるとVf（ダイオード）が減少することがわかります。したがって、バッテリーが温まると、電流モニターはすぐに停止し、優れた機能のように聞こえます。
OP-AMP関数と数学
現在、オペアンプOA1-B（TLCデュアルオペアンプの2番目の部分）がコンパレータとして使用されています。出力から入力へのフィードバックはありません。つまり、負（-）入力が正（+）入力を超えると、アンプはその出力をローにスイングします。+が高いほど、アンプは高く振れます。したがって、OA1-Aからの電圧が（+入力に接続されている）0.45Vのダイオード電圧よりわずかに高い（-入力に接続されている）場合、オペアンプはMOSFETをオフにします。
現時点では、R8、R9、LED1、Q1を無視してください。現時点では、これらの効果はまったく重要ではありません。
ここでは、OA1-AのOpAmp魔法の数学について説明します。OpAmpは、最も単純な定義（OA1-Aのこの特定のケースでは合理的に想定することができます）で、負（-）入力を取得して、正（+）入力と同じ電圧を取得しようとします。出力。
したがって、電流トリップがアクティブになると、抵抗値とトリップ電流を使用する前に計算したように、抵抗電圧V（r1）は125mVになります。この点を想定すると、OpAmp +入力はバッテリーのマイナス端子より125mV高くなります。これで、オペアンプはV-を同じ電圧にしようとします。これが達成されると仮定すると、R2の両端の電圧も125mVです。現在、OpAmpは入力に出入りする大きな電流を流すことができないため、電流はOpAmpの出力からフィードバック抵抗R3を介して供給される必要があります。したがって、R2とR3を流れる電流は（ほぼ）同じです。
R2およびR3（OP-Amp Mathの続き）
R2とR3を流れる電流：
I（r3）= I（r2）= V（r2）/ R2 = V（r1）/ R2 = 125mV / 7.5kOhm = 16.7uA。（V（r2）はV（r1）で置き換えることができます。オペアンプの-および+入力を同じ電圧にしたいからです。）
ここで、出力を正確なトリップポイントでのダイオード電圧と同じにして、少しだけオーバーするとMOSFETがオフになるようにします。したがって、R3の両端の電圧は次のようになります。
V（r3）= Vf（ダイオード）-V（r2）= Vf（ダイオード）-V（r1）= 0.45V-0.125V = 0.325V（この場合も、オペアンプのフィードバック動作による置換）。
これにより、R3 = V（r3）/ I（r3）= 0.325V / 16.7uA = 19.5kOhmになります。
したがって、R3とR2の関係はR3 / R2 = 2.6です。
したがって、上記の回路図では、同じバランスを保つため、指定された値を2.6倍離れた標準/検索可能な値で置き換えることができます。ただし、R2を1kOhmと10kOhmの間に維持して、低リークでありながら妥当な信号（10uA〜150uA）の範囲内に留まるようにしてください。1.5kOhmと3.9kOhm、または2.0kOhmと5.2kOhm、または場合によっては10kOhmと26kOhmがオプションになります。
R5を選ぶ理由
220Ohm R5は単なる予防策です。OpAmpがゲートに大電流を素早く供給しようとするのを防ぎ、使用するOpAmpとMOSFETの両方を保護します。
MOSFET
MOSFET：これも少しトリッキーです。高出力MOSFETを選択するのは、長年の開発経験から来ています。10〜15年前、「バイポーラトランジスタの方が適しているかもしれないので、見てみてください」と言ったかもしれませんが、最近では、安定した大電流伝導：MOSFETが使われています。
ここで、主に必要なのは、動作条件での低オン抵抗（R（ds）-on）です。オン抵抗が高いほど、MOSFETで捨てられる電力が多くなります。パワーを捨てる=有利ではない。したがって、予算内で0を取得できる場合、0を取得します。もちろん、0を取得することはできません。予算内では、狭窄により最大3mOhm R（ds）On、または10mOhmから20mOhm R（ ds）約7Vの最大取得可能ゲート電圧でオン。ゲート電圧が高いほど（上限まで：すべてのデータシートで、どのゲート電圧で「V（gs）最大」を破壊するかがわかります）、より優れています。したがって、2Sバッテリーの代わりに3Sバッテリーを使用すると、MOSFETの導通も向上します。
次に、通過させたい電流を実際に伝導できること、および必要に応じて冷却しても快適なパッケージがあることを確認します。この時点で私はInternational Rectifierを選択しました。これは、IR MOSFETを購入したことがなく、使用を開始すると悲しくなったためです。私が思うに、彼らは彼らが提供する仕様とグラフを実際に提供しているので、何かに大電流を流そうとしているときにそれは良い品質です。
だから私はここに行きました：International Rectifier "StrongIRFET"テーブル
さて、IRには異なるシリーズがあり、別のシリーズは私がやっているよりも手頃なオプションを提供するかもしれませんが、いくつかの調査（この時点では3時間です）もあなたに任せます:-)。私は「StrongIRFET」という名前のチャンスを気に入っており、結果は期待を裏切らなかった。
だから、私はR（ds）Onでソートしました。あなたが何かを選択する必要があるので、この場合はどれでも良いです。
次に、下にスクロールして素敵なパッケージを見つけました。20年のフィドリンの経験から、「This is SMD」、「This is Through Hole」、「This is Nonsense」（および多くのサブカテゴリ）で、目がパッケージ名を瞬時にフィルタリングします。 。しかし、それが "TO2 **？"と書かれている場合、小さくて大まかなガイドを作成するには、*は数字で、？存在しないか文字のいずれかである場合、熱を取り除くために金属に取り付けるための素敵なネジ穴のあるスルーホールパッケージである可能性が非常に高いです。これらは、MOSFETを使い始める人にとって、おそらく最良の選択です。それらの1つをクリックし、データシートを確認し、マウスの価格を確認し、$$$とHAWT-HAWT-HAWTの間の幸福のバランスが取れているかどうかを確認します。どうやって？簡単！
MOSFETの例：IRFP7430。データシート（<- クリック）の2ページ目では、非常にすばらしいことが示されています。2番目のテーブル（25℃）の3行目、R（ds）Onは1.2mOhmで、Id = 50AおよびVgs = 6Vです。それは達成できるようです！しかし、エレクトロニクス設計では、悲観的な生活を強いられるので、グラフを探します。グラフは私たちの友達です。
4ページで、図3と図4を比較してください。高温の場合は、フリップチャートを実行します。さて、ここでは説明しませんが、25℃のグラフを使用すれば、大丈夫でしょう。
そう。バッテリーの最低電圧は5Vであるため、V（gs）は4.8Vのマークに近くなります。実際、悲観論が再び私たちを4.8V曲線（下から1つ上）を使用するように駆り立てています。次に、図3は、最悪のシナリオでは20Aで0.25Vが「低下」することを示しています。それは沢山！ただし、この場合、バッテリーはすでにかなり空になっているので、とにかく長くはなりません。
失われた電力の計算：P = I * V = 20A * 0.25V = 5W。そのため、熱を取り除くには、ヒートシンクまたは他の金属片が必要になります。
現在、「平均動作」中に、7.1Vの場合、V（gs）はおそらく6.8Vに達するでしょう。6.0Vと7.0Vはグラフでそれほど離れていないので、それらの間の約半分を推定します。問題。電流対電圧は、上限の25Aの範囲外です。
ただし、両方の軸の対数スケールと25Aでのわずかに線形に近い動作では、電圧降下は約55mVになると推定できます。私はこれを、定規と人間の脳の内挿の小さなビットを使って行います（アーティストはこの想像力と呼んでいますが、私はそれはうんざりするように聞こえます）。したがって、その平均トリップ電流動作領域では、P = V * I = 0.055V * 25A = 1.38Wが消費されます。それは、私たちが選択した非常に鋭い抵抗器よりも優れています。驚くばかり！
さて、マウサー（単なる目安）に：IRFP7430PBF
ああ！6.86ドル？許容できるかもしれませんが、それでもNEXT！（ちなみに、予算が限られている場合、最初にマウサーを実行して、多くのグラフを保存できますが、適切な例では、間違った方法でそれを行うことを選択しました）。
次のMOSFET：irfp7537
見た目も肉厚に見えます。私達は私達の間違いから、マウスを最初に学んだ。
マウサー：IRFP7537PBF
うーん、$ 3.22。ずっといい。
今度はグラフ、上のデータシートのリンクをクリックします（「次のMOSFET」の後）。この1つの図1を前の図1と比較すると、なぜこれが半分のコストであるのかはすでに明らかです。抵抗は2倍です。しかし、それでも、以前に表示されたメソッドを使用したいくつかの簡単な計算：
超低バッテリ、V（gs）= 4.8V、4.5Vと5.0Vのラインの中間、20Aでの最悪の場合：V（ds）= 0.25V。干し草！同じ！したがって、これらのMOSFETにはいくつかの共通点があります。もう一度、金属を追加します。
平均バッテリー：V（gs）= 6.8V、グラフは6.0Vから7.0Vの間のどこか。今回は、エッジは0.1Vで30Aなので、25Aはおそらく0.055Vではなく約0.08Vです。したがって、これを使用した場合のトリップ電流の平均損失は、P = 0.08V * 25A = 2Wです。それでも抵抗器より少ない！
つまり、DC / DCコンバーター、ワイヤー、バッテリーの内部抵抗、および測定抵抗をすべて組み合わせた場合でも、MOSFETよりもはるかに多くのエネルギーを浪費するため、2番目のものを選択することもできます。
R6、R7、R8、R9、Q1、SW1
修正すべき問題は1つだけです。電流がトリップすると、MOSFETがオフになり、これで問題ありません。しかし、その後、もはや電流はありません。したがって、オペアンプOA1-Aは再び「過電流測定なし」モードになります。これは、オペアンプOA1-BがMOSFETを再びオンにすることを意味します。しかし、すぐに。ミリ秒の端数のスパン。したがって、発振を開始し、継続的に電流を効果的に制限しますが、MOSFETの熱は急速に増加します。
これを解決するために、Q1といくつかの抵抗が「メモリ」として投入されます。オペアンプOA1-BがLowになると、MOSFETがオフになり、トランジスタQ1がオンになります。次に、Q1はR9を介してオペアンプOA1-Bの負およびLEDに電流を供給します。R8は、オペアンプOA1-Aがこれに煩わされないようにします（OA1-Aはその出力を0Vにする必要があるため）。
この状況は、オペアンプOA1-Bが+入力よりも-入力ではるかに高い電圧を確認し続け、出力を低く保ち、MOSFETをオフにし続けることを意味します。また、LEDが点灯して「過電流がトリガーされました！」と通知します。（ただし、電流を小さく保つことを選択したため、低電流または高輝度のLEDを使用してください）。
ここでSW1を押すと、Q1のベースがバッテリー+にハードワイヤされ、トランジスタがオフになり、回路図が通常の状態にリセットされます。それでも過電流が流れない場合は、スイッチを押すと前述の発振が発生します。念のため、ボタンを長押ししないことをお勧めします。
注1：バッテリーを最初に接続したときに、システムがQ1がオンになっている可能性があります。ボタンをすばやく押すと、問題が解決します。
注2：理想的な状況では、MOSFETを介してバッテリーを充電することもできますが、オペアンプで奇妙な動作を引き起こさないようにするには、このスイッチング回路図を介さずにバッテリーを直接充電するのが最善です。
概要はありません ...... 私は今疲れています！再び6:10 AMです。
すべての数式をまとめるつもりでしたが、今から5時間以上たっているので、読者にお任せします。