この単純なSMPSの何が問題になっていますか？

私は最近パワーエレクトロニクスについて読んでいて、課題として（および学習演習）、最初のスイッチング電源を設計しました（この場合は降圧コンバーター）。

5V USB充電器から9V PP3バッテリーまでの範囲の任意のDC 電源でいくつかの電源LEDを駆動するために、3.5〜4.0V（ダイオード基準電源で決定）および最大3Aを供給することを目的としています。加熱とバッテリー寿命が本当の問題になるので、私は効率的な供給を望んでいます（そうでなければ、私は怠惰で7805+ダイオードを使用します）。

注：スイッチングロジックの設定が間違っていることにすでに気づきました。接続をコンパレータに入れ替えるか!Q、MOSFETの駆動に使用する必要があります。

BJTの代わりにMOSFETを選択したのは、BJTでの電力損失と、発生する熱の問題によるものでした。 効率の向上により、BJT / IGBTでMOSFETを使用するというこの決定は正しいことですか？

多くの趣味のフォーラムが示唆するようにPWMチップを使用するのではなく、コンパレータ/クロック/ラッチの組み合わせを使用して、「充電」と「放電」をすばやく切り替えることにしました。 このアプローチの特定の欠点はありますか？ CMOSラッチ（Dフリップフロップ）は、クロックジェネレーター（CMOSシュミットインバーター+フィードバック）からのパルスの立ち上がりエッジでデータを出力にコピーします。

クロックとバックローパスの時定数/コーナー周波数の選択（それぞれ10-100kHzと10Hz）は、小さなリップル近似をサポートしながら、電源投入から妥当な時間内に出力コンデンサを充電できるようにすることを目的としています。 これは、これらのコンポーネントの値を決定するための考慮事項の正しいセットですか？

さらに、インダクタの値を計算するにはどうすればよいですか？ 典型的な出力電流とローパスコンデンサの値に依存すると思いますが、その方法がよくわかりません。

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過去に、ソフトウェアPWMに加えて、示されているMOSFETペアを使用して、双方向の可変速モーター制御用のHブリッジを作成しました-そして、PWM周期をMOSFETスイッチング時間よりもはるかに長く保った限り、スイッチング中の短絡による電力の浪費はごくわずかです。ただし、この場合は、N-mosfetをショットキーダイオードに置き換えます。これまでにショットキーダイオードを使用したことがなく、それらの動作を確認したいためです。

単純なインバーター+ RCコンボを使用してクロック信号を提供します。バックブーストのハイカットコーナー周波数よりもかなり高い周波数である限り、特に一貫した正確な周波数は必要ありません。

[編集II：]

• 私はブレッドボード上に構築しましたが、驚いたことに、問題なくすぐに機能し、効率は約92％でした（スイッチング/コンポーネントの損失から計算した94％と比べて）。

• 遅延を避けるために、出力ステージでは抵抗器を省略したことに注意してください。また、最初にそこに配置した理由がよくわかりません。

• P-MOSFETに並列の逆方向ダイオードを省略し、N-MOSFETの代わりに1N5817ショットキーダイオード（注：1A定格）も使用しました。指先が気付かないほど熱くなりません。全負荷で動作する最終ユニットを組み立てるときのために、より高い定格のダイオードを注文しました。

• テスト中にLM393コンパレータを誤って切断しましたが、LM358ANは問題なくすぐに機能しました。

• Arch Linux x64で実行する（またはネイティブLinuxソフトウェアの場合はインストールする）適切な回路設計+レイアウト/ルーティングソフトウェアが見つからないため、手動でレイアウトしたため、おそらく機能しませんはんだ付けされるまでに...しかし、それは私が推測する「楽しみ」に追加されます！

• 使用されるコンポーネント値：Clock gen {1kR、100nF}; 降圧出力{330uH、47uF}; 入力コンデンサ[非表示] {47uF}; P-MOSFET {STP80PF55}; N-MOSFET {代わりにショットキーダイオード、1N5817-> 3Aバージョンに置き換えられる}; IC {40106 NXP、4013 NXP、LM358AN}

はい、安定性の問題と両方のFETがオンになる短い瞬間がありますが、ショットキーダイオードの代わりに回路のプルダウン部分（つまり、同期バックコンバーター）にFETを使用する利点は次のとおりです。

1. PWMのデューティサイクルが何であれ、出力電圧は入力電圧の一部として一定に保たれます。つまり、出力のLおよびCを方形波入力へのローパスフィルターとして使用しています。
2. PWMマークとスペースの比率を変更する必要がない理由で、FETのオン抵抗が低い場合は、接続した負荷が何であっても。
3. 非同期のバックレギュレータよりも重い負荷での方が効率的ですが、ゲート容量のためにNチャネルFETを駆動するために電流が必要になるため、軽い負荷では効率が低下します。

また、システムの基礎として555タイマーの鋸歯状波発生器を構築することをお勧めします。このようなもの： -

次に、それを高速コンパレータに供給し、コンパレータ出力を使用して2つのFETを駆動します。2つのFETは、コンパレータの出力で小さなRC時間遅延を使用して「時間分離」することができます。遅延されない出力と遅延出力は、一方のゲートドライブのANDゲートともう一方のゲートドライブのANDゲートに供給されますが、 NORゲートを使用。おそらく50nsの時間遅延を計画します。

得られるのは、必要なデューティサイクルの変更を取得するために他のコンパレータ入力への入力を必要とする、半適切な同期バックコンバータです。今のところ大丈夫ですか？次に、入力電圧が大きくなると、2番目の入力をコンパレーターに下げる単純な制御ループを適用できます。これを機能させて、実際に負荷電流の変化でPWMを実際に調整する別の小さな制御ループを適用します。これはおそらく機能し、負のフィードバックは含まれません。

次に、最後の仕上げとして、慎重かつ微妙に全体的な制御ループを適用して、出力をより安定させますが、同期バックを使用すると、負のフィードバックを使用する制御ループなしで、ほぼ適切な安定したパフォーマンスを得ることができます。私はこのアプローチをしたいと思っています。

ただし、私にとっては、Linear Technologyを呼び出して、既に機能しているデバイスを入手するだけです。

この回路図の主な問題は、スイッチング中に、両方のMOSFETが電流を流し、電源が短絡する瞬間があることです。原則として、この瞬間は短く、MOSFETは燃焼しませんが、効率が影響を受け、電源に高いサージが発生します。

下側のMOSFETをショットキーダイオードと逆に交換します。

はい、MOSFETを使用すると効率が向上しますが、回路図では、トランジスタのスイッチングをオンにする間のデッドタイムを作るための特別なドライバが必要です。

http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps_e/smps_e.htmlで smpsの計算に使用しています

私は既にこのウェブサイトを使用してLED照明用のフライバックおよびバックコンバーターを設計しましたが、それは常に最良のソリューションでした。必要なコイルの寸法（コアと巻線）があります。

PWM信号を生成するためのより良いアプローチは、実際に適切な制御ループを構築することだと思います。あなたの回路があなたが望む場所で実際に安定するかどうかは私にははっきりしません。

やるべきことは、単純なPまたはPIコントローラーを構築することです。出力電圧と基準電圧を取得し、それらを差動増幅器に通してエラー電圧を取得します。次に、これをポテンショメータに通して、ゲインを調整できるようにします。より正確にしたい場合は、別のポット、積分器に通してから、これらの両方を加算増幅器に入れます。これにより、調整可能なゲインで、エラーとエラーの積分に比例する出力が得られます。次に、これをコンパレータの1つの入力に対して実行します。コンパレータのもう1つの入力は、緩和発振器からの三角波です。コンパレータの出力は、MOSFETをドライブし、シュートスルーを防ぐために、おそらくMOSFETドライバといくつかの追加ロジックを使用します。君は'