フルブリッジコンバーター整流器キック

現在、8kWの絶縁型DC / DCコンバーター、フルブリッジトポロジを構築しています。

ダイオードに興味深い現象が見られます。各ダイオードが逆バイアスになると、予想されるDCバス電圧に落ち着く前に、ダイオードに電圧スパイクが現れます。これらは1800Vの高速ダイオード（320nS仕様の回復時間）であり、スパイクは2次側で350VDCのみで1800Vに達し、出力電圧の目標を大きく下回っています。デッドタイムの​​増加は役に立ちません。ダイオードに逆バイアスがかかっている場合でもキックは発生し、同じ大きさです。

私の疑いは、出力チョークがデッドタイム中にダイオードを順方向にバイアスし続けていることです。次に、トランスの電圧が他の半サイクルで上昇し始めると、ダイオードはトランスの巻線に短絡として現れるのに十分な時間だけ瞬時に逆バイアスされます。その後、ダイオードが回復すると、その電流は遮断され、私が見ているキックを引き起こします。

私はいくつかのことを試しました。ある時点で、ブリッジに並列にフライバックダイオードを追加しました。 ブリッジと同じ高速リカバリダイオードを使用しました。これはスパイクに明らかな影響はありませんでした。次に、ブリッジと並行して.01 uFのキャップを追加しようとしました。

これにより、スパイクがより管理しやすいレベルに減少しましたが、そのキャップの反射インピーダンスにより、プライマリで重大な問題が発生しました。スナバキャップの温度が2倍になりました！

いくつかの可能性があります。

1）問題を誤って診断しました。私は自分が見ていると思うものを見ていると95％確信していますが、以前は間違っていました。

2）同期整流器を使用します。私はそれで逆回復の問題があるべきではありません。残念ながら、私はこの電力範囲で逆阻止JFETを知らず、逆阻止MOSFETのようなものはありません。この電力範囲で見つけることができる唯一の逆阻止IGBTは、ダイオードよりも損失が大きくなります。

編集：同期整流器の性質を誤解していることに気づきました。逆阻止FETは必要ありません。FETはドレイン-ソース間を導通します。

3）ゼロ回復ダイオードを使用します。繰り返しますが、損失とコストの問題。

4）キックをスナッブします。これは、全体のスループットの20％程度で、あまりにも多くの電力を消費するようです。

5）ダイオードに合わせて可飽和コアを追加します。私が見つけることができる最大の可飽和コアの2つは、キックをほとんど凹ませません。

6）ゼロ電流スイッチング共振トポロジーを使用します。私はその分野での経験はありませんが、一次側の電流がよりスムーズに変化すると、二次側の電圧もよりスムーズに変化し、ダイオードが回復するまでの時間が長くなるようです。

他の誰かが同様の状況に対処しましたか？もしそうなら、どのようにそれを解決しましたか？編集：プライマリ側FETデータシートはこちら。

FREDのフラッギング

トランス絶縁を備えた電圧給電コンバータは、二次側でリンギングを示します。リンギングは、回路の寄生インダクタンスと寄生容量によって引き起こされます。主な要素は、ブリッジダイオードのトランスの漏れインダクタンス（）と接合容量（C j）です。ダイオードのデータシートには、32pFのC jが示されています。L Lkが500nH であると単純に推測しますが、実際に知るには測定する必要があります。したがって、500nHと32pFのLCをスナッブする必要があります。$L_ {\text {Lk}}$$C_j$$C_j$$L_ {\text {Lk}}$

$2 n V_ {\text {in}}$$n$

電圧スナバにはさまざまな種類があります。クランピング、エネルギー伝達共振、および散逸。クランプと共振タイプはより多くの部品とアクティブスイッチの関与を必要とするため、この場合は実用的ではないと考えます。したがって、散逸性スナバは最も単純であり、パッシブスイッチ（ダイオードや同期整流器など）でうまく機能するため、ここで取り上げます。

カバーする散逸性スナバの形式は、各ブリッジダイオードと並列に配置された直列RCです。

RC減衰スナバに関するいくつかの事実：

• $R_d$
• $C_d$$P_ {\text {Rd}}$$C_d F V^2$$C_j$

いくつかのガイドライン、およびRC減衰スナバに期待すること：

• $L_ {\text {Lk}}$$C_j$$R_d$$C_j$

• $C_d$$3 C_j\leq C_d\leq 10 C_j$$C_d$$3 C_j$$1.5 n V_ {\text {in}}$$C_d$$10 C_j$$1.2 n V_ {\text {in}}$

• $C_d$$10 C_j$

$P_ {\text {Rd}}$

• $C_d$$3 C_j$$P_ {\text {Rd}}$$C_d F V^2$
• $C_d$$10 C_j$$P_ {\text {Rd}}$$C_d F V^2$

$C_d$$10 C_j$

これは古典的なスナバリング問題です。ダイオードは瞬時に導通から遮断に移行することはできません。PN接合の電荷を掃き出す必要があり、各ダイオードのRCスナバがこれを助けるはずです。

私は産業用ソフトスターターを設計するために使用し、中電圧ユニットでは、この特定の側面を中心に多くの設計作業を行いました。私がこの特定の業界で働いてから長い時間が経っているので、スナバの値を思い出せませんが、おそらく0.1uFから始めて49オームから始めて、そこからどこが揺れ始めるかを見るでしょう。

60A逆回復電流！（データシートから）それはどこかに行かなければならない...

アンドリュー・コールスミスのように、私が最初に考えたのは、各ダイオードのRCスナバですが、同様のパワーで前例を見つけることができない限り、私はそれを答えたがりません。アンドリューには、その判断を下す経験があるようです。産業用電力に取り組んでいなかったので、私はしません！

しかし、いくつかの数値を実行してみましょう：順方向電流は平均25A（8kw、350V）のようなものなので、Irmに同じ値を使用してみましょう-25A * Trr = 230nsは5.75 uCの球場蓄積電荷を与え、0.1ufコンデンサを充電しますより管理しやすい57Vに。しかし、25A * 49Rは少し高い（！）-この粗い計算は、スナバ抵抗器の開始点として49ではなく4オーム（または2）を示唆しています。

繰り返しますが、私は工業用の電力に取り組んでいません。これらの数字を与えられたアンドリューの解説に感謝します。