オーディオアンプの負帰還における特定のコンデンサの機能

ここでいうオーディオアンプは3つのステージで構成されています。特に、アンプには2つの受動抵抗で構成される負帰還（NFB）も含まれています。

TR3のベースからグランドまで、コンデンサC2と直列に接続されたNFBの抵抗があります（赤い正方形を参照）。そのような回路におけるそのコンデンサの機能は何ですか？

この直列のRC回路はフィルターを表し、低周波数でのアンプのゲイン帯域幅を制限します。それは明らかにオーディオアンプへのある種の障壁を表しています。では、なぜそれを地面にショートしないのですか？これはおそらく、アンプのゲイン帯域幅の改善と考えられます。

なぜそのような回路トポロジの最初の作成者はそれをそこに置いたのですか？何の目的で？

RF1がすでにTR3のベースのバイアスソースであるのに対し、そのコンデンサをグランドに短絡して抵抗RF2だけを残していない限り、私は何も見ません。したがって、それはおそらく他の何らかの影響を与えるでしょう。

先ほど投稿した別の質問に投稿した回路図を盗み、少し簡略化して、整理のために整理します。ここにあります：

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}

ここで、差動増幅器セクションに注目し、今のところ信号入力がないと仮定します。

$Q_1$とは、電流源1からの電流を分割しています。そのためには、再結合ベース電流が必要です。これらのベース電流は、DC電源から供給される必要があります。はそのソースがあり：。しかし、そのベース電流は両端にわずかな電圧降下を引き起こすため、のベースはグランドに対して少し正になります。それがどこにあるかは正確には関係ありません。大事なことじゃない。それを機能させるために、アースのプラス側に数ミリボルトがあることを知っています。$Q_2$$Q_1$$R_\text{IN}=10\:\text{k}\Omega$$R_\text{IN}$$Q_1$

だが $Q_2$ また、再結合ベース電流も必要です。 $Q_1$これもDC電源から来る必要があります。この場合、そのDCソースは出力そのものです。そしてそれは$R_{\text{F}_1}$ の値に注意してください $R_{\text{F}_1}$ また〜だ $10\:\text{k}\Omega$。これは偶然ではありません。アイデアはそこにあるということである程度で同じ電圧降下$R_{\text{F}_1}$ 全体として $R_\text{IN}$ ベース再結合電流は両方でほぼ同じである必要があるため $Q_1$ そして $Q_2$ 現在のソースをほぼ均等に分割している場合。

したがって、残りの問題は、ベース電圧が次の場合、出力自体を接地電圧に近づける必要があることです。 $Q_2$ のベース電圧に近い場所になるでしょう $Q_1$。（エミッタも接続されているため、そうである必要があります。）

によって形成されるカレントミラー $Q_3$ そして $Q_4$（理論的には、これを強調するために上記の回路図でVBE整合BJTを使用することをお勧めします）、両方のコレクター電流が同じ値に非常に近い必要があります。によって形成される差動増幅器$Q_1$ そして $Q_2$ は異なるコレクタ電流を持つことができるように意図されており、その差は差動アンプセクションを出て、VASのベース電流になります（$Q_6$。）

何が起こるかというと、差動BJTペアが $Q_1$ そして $Q_2$、自動的に現在のバランスを調整して、現在の運転が $Q_6$のベースはちょうど適切な量であり、出力ノードはグランドに近く、したがってベース電圧は $Q_2$ のベース電圧に適切に近い $Q_1$。

これまでのところ、負のフィードバック（NFB）とゲインは考慮に入れられていません。これはすべて、 $R_{\text{F}_2}$ そして $C_{\text{F}_2}$回路図から完全に削除されました。システムは依然として適切な出力電圧を自動的に検出するため、すべてがDCでバランスします。それを行うように設計されています。

これは単にそれであると考えることができます $C_{\text{F}_2}$ DCのインピーダンスは無限であるため、NFBネットワーク（ACで分圧器を形成）はまったく分圧器ではなく、出力電圧をゲイン1で差動アンプのもう一方の入力に直接戻します。

しかし、それをどのように考えても、アンプは「静止」点を見つけます（もちろん、そこに到達するのに十分な小ささの余裕があるように設計した場合）。

さて、に戻りましょう $R_{\text{F}_2}$ そして $C_{\text{F}_2}$。アンプがDCで自己バイアスしているため、仕様により、ハングした場合$R_{\text{F}_2}$ そして $C_{\text{F}_2}$ から $Q_2$ もう一方の端をベースにして接地します。起こるのは... DCで再びです... $C_{\text{F}_2}$必要な静止電圧まで充電します。結局のところ、$R_{\text{F}_2}$ したがって、電圧降下はなく、したがって電圧は $C_{\text{F}_2}$ のベース電圧の差です $Q_2$ そして地面。

しかし、ここに大きなものがあります。この「脚」をここに追加すると、ACで新しいことが起こります。（DCでは、何も新しいものではありません。）これで、分圧器が形成されます。これは、出力での電圧変化の一部のみが、$Q_2$。さて、$Q_2$ のベース電圧に近いベース電圧を維持するために働いています $Q_1$。だから従おうとしています$Q_1$。しかし、出力で起こっていることの一部しか見えない場合は、それ自体が調整され、この部分が何が起こっているのかと連動して移動します$Q_1$。しかし、これは、出力で発生していることのごく一部のみが「見られる」ため、出力はそれだけ多く移動する必要があることを意味します。$Q_2$。

このすべての効果がゲインです。したがって、必要なDCバイアスとは無関係にシステムのゲインを設定できます。これは良いことです。

そして、それはそれがどのように機能するかです。

注意

上記がビルド可能な完全な設計であり、BJTの気まぐれに対処するための調整や微調整なしでそのまま機能する完全な設計であると誰かが思った場合に備えて、この概念を乱用しないでください。回路図は、提供できる可能性のあるものにのみ近い$5\:\text{W}$ への出力として $8\:\Omega$スピーカーの負荷。しかし、VBE乗数は確実に調整する必要があり、現在のソースも調整を使用する可能性があります。完全差動アンプで使用される特殊なBJTペアは、ほとんどそのままで機能する可能性があります。しかし、いくつかの変更が必要になる可能性があります。VBE乗算器自体は、$Q_{10}$ および/または $Q_{11}$トラッキングもよくなるように。そしての価値$R_3$放物線状の反応の先端に近づくように調整する必要があります。実用的な回路にはおそらくいくつかのポテンショメータが含まれますが、回路図には含まれていません。そして、私が言及しなかった他の構造の詳細があり、おそらくここEESEの他の何人かも、私よりも多くを知っています。

手持ちのBJTに合わせてこのデザインを設定し、微調整する方法を理解して取り組むことができると感じない限り、これは実際のケースではなく、サンプルケースと考える必要があります。差動アンプ自体の対応するBJTペアにアクセスできない場合、VBE不一致に対処するためにいくつかの場所で必要な縮退抵抗と、ベータ不一致を処理するために必要な少なくとも1つの追加抵抗があります。と$Q_3$ そして $Q_4$ （この抵抗は、BCM61の代わりにBCV61を使用した場合にも役立つでしょう。）

それ以外は、このアンプのデザインは...セミクローズです。

アンプのゲインはRf1とRf2に依存します。

ご存知のように、入力トランジスタペアの不均衡に依存する増幅器の入力DCオフセットは、そのゲインによって増幅された出力に現れます。

C2はコンデンサなので、DCを通さない。これにより、式からRf1が削除され、DCでゲインが1に戻ります。

これは、出力DCオフセット電圧にアンプのゲインが乗算されないようにするための簡単なトリックです。

C2の場合、アンプのDCゲインは1です。それがない場合、23です。ACゲインは23です。

DCゲインによって増幅される入力オフセット電圧をゼロにする方法が提供されていないため、DCゲインを持つと問題が発生する可能性があります。

オフセットヌルは、R2とR3の間のポテンショメータによって提供できます。ただし、入力オフセット電圧は温度によって変化する可能性があり、これはそれを修正するものではないことに注意してください。

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}