カレントミラーの温度補償の必要性


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現在、現在のミラー構成について学習しています。これまでに2つ作りました。どちらも必要に応じて機能しましたが、加熱または冷却すると、右側(出力が取り出される側)を流れる電流が大幅に減少または増加し、温度差はわずかでした。

概略図

この回路のシミュレーションCircuitLabを使用して作成された回路

Rload両方の回路のが低いか、+ 10Vに短絡しています。両方の回路は、500 uAの電流を反映するように設定されています。すべてのトランジスタは手動で適合されていました(ベータに関する限り、それらはすべて互いに非常に接近しています)。

エミッターの縮退がない場合、両方の回路は温度の影響を大きく受けました。特に図Aでは、指先でQ1またはQ2のいずれかに触れたときに、流れる電流が100以上変化しました(1秒の加熱)。しかし、トランジスタQ4とQ5が指先で触れられたため、流れる電流は50(1秒の加熱も)変化しました。これは、最初の例よりは少ないですが、まだ多すぎます。 R l o a d 2Rload1Rload2

エミッターの縮退により、両方の回路の温度安定性が大幅に向上しました。たとえば、図Bを参照すると(追加されたは1)、流れる電流は10だけ変化しました(約1秒加熱した場合)。一方、図Aの結果は少しでした。悪い。R l o a d 2ReRload2

エミッター縮退がQ1 / Q2またはQ3 / Q4に追加されると、両方の回路が改善されます。どちらの例でも、Q1またはQ3を流れる電流は常にほぼ一定でしたが、Q2またはQ5を流れる電流はそれに近づきませんでした。

  • 温度が変化するため、ここに示す回路のいずれかを補償する方法はありますか?Q5は電流の温度変動エラーを修正するつもりだと思っていましたが、明らかに修正していません。

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VbeとTのマッチングは、ICバンドギャップVrefの利点であるベータだけでなく重要です。それらを熱的に結合するが周囲から絶縁することはできますか?
Tony Stewart Sunnyskyguy EE75 2018年

ポイントが足りないと思います。トランジスタを別々に加熱しても、安定することを期待しないでください。すべての数学は酔っ払いのように落ちて嘔吐します。期待しすぎます。
アンディ

@ TonyStewart.EEsince'75 Vbe、ベータ、アーリーボルテージなどの他のパラメータが重要であることは理解していますが、ベータはマルチメータで簡単に測定できるパラメータにすぎません。熱結合ミラーは温度安定性を改善すると思いますか?
Keno

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はい、もちろんです。しかし、これを同時および差分温度変化でテストできます
Tony Stewart Sunnyskyguy EE75

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あなたの問題はほとんどが温度差ですが、小さな差の場合は、電源からのVbe降下のために設定抵抗を流れる電流が温度に依存するという事実を見逃してはなりません。電圧が低い場合、依存性はより大きくなります。
Spehro Pefhany

回答:


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3つの主要なステップは

a)できるだけ多くのエミッター縮退を使用する
b)Q1とQ2の温度を
一致させるc)Q1とQ2 の損失を一致させる

(b)については、少なくとも、Q1とQ2を接着します。同じ基板上に作成された5つのトランジスタを含むCA3046のようなモノリシックトランジスタアレイを使用する方がはるかに優れています。本当にハードコアの熱的にマッチしたペアの場合、LM394の「スーパーマッチ」ペアは、チェス盤のように接続された何千ものトランジスタダイを使用します。

Q5は出力インピーダンスを増加させるだけでなく、Q4での損失も制御します。Q5のベースまたはエミッターの直列ドロップで遊んで、Q3 / 4の損失整合を等しくします。

帯域幅が狭く、精度がはるかに高い少し複雑なソリューションは、Q1を廃止し、オペアンプを使用してQ2を駆動し、Re1 / 2の電圧降下を均等化することです。Q2をFETで置き換えると、出力精度へのベータ変動の影響がなくなります。次に、温度によるアンプのVosドリフト、およびtempcoまたはRe1 / 2抵抗についてのみ考慮する必要があります。


散逸と一致しますか?消費電力?電流はQ1とQ2の両方でほぼ等しいはずですが、Q2の両端の電圧Vceで何が起こっているかは、主に適用される負荷抵抗に依存します。それがあなたの意図したことなら、そうでなければ私はあなたがとても役に立ったと思いました。
Keno

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@Keno図Aの回路の2つのBJTのVCEには大きな違いがあります。これにより、2つのミラーリングBJTで加熱が大きく異なる可能性があります。図B、Q4のVCEに1つのVBEがあり、Q3のVCEに2つのVBEがあるため、どちらかで2倍の加熱があるはずですが、追加されたアーリーエフェクト補正Q5配置のため、それはより良いです(少なくとも差異の緩和)。 。
jonk

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両方のトランジスタを同じ温度に維持したい場合、それらは同じ損失(つまり、同じ電流と同じ電圧)でなければなりません。これにより、他のエラーの原因のいくつか(初期電圧など)も平滑化されます。1つのトランジスタのVceが他のトランジスタよりも高いため、2番目の回路図では正確にこれを実現できません。さあ行こう:

概略図

この回路のシミュレーションCircuitLabを使用して作成された回路

これは完全なウィルソンミラーであり、Q3の役割は1つのVbeをドロップしてQ1 / Q2のVceを等しくすることです。

デュアルマッチングBJTの安価なソースは、DMMT3904およびその他のデュアルトランジスタです。それらはモノリシックではないので、マッチングと温度追跡は豪華なものほど良くありませんが、安価です。

ただし、最高の精度が必要な場合は、低オフセットのオペアンプを使用する必要があります。


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私はこれについてキノを書いたが、完全なウィルソンの追加のBJTに関してあなたが追加した詳細についてはまだ触れていなかった。良い追加。+1彼はプロトボードでこれらのアイデアを探求し、何が起こるかを確認するために物事を差別的に加熱しています。(私は彼がよりよく理解する必要がある動作を確認するための彼の徹底的なテストにかなり感銘を受けています。)これらまたはあなたのニールの回路は、ベータ補償の方法を議論していません。(エミッタ抵抗はISAT / VBEに加えて、ベータではなく温度補償です。)彼はディスクリートなことをしているので、Widlarがこれらをどのように処理したかを確認するには50年前に戻る必要があります。
18年

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はい、この時代では、電子工学を学び、実際に実験し、詳細を理解しようとする誰かがアルドゥイーノをその上に叩くのではなく、見て喜んでいます!
peufeu

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整合した電流源を実現するには、(オリジナルの)RCA CA3046などのトランジスタアレイを使用します。現在、ハリスまたはインターシルによって販売されています。マッチングは5ミリボルトのエミッターベース、つまり約10%です。それ以上に、複数のエミッタストライプを使用してそれらを相互に組み合わせる方法がない場合、エミッタ縮退抵抗が必要になります。


低ラテラルPNPがデバイス内のNPNと同等に動作するように改善されたCA3096の改善を見たいです。同じダイにNPN / PNPを混在させる必要があります。入手したい場合は、おそらく、とんでもないものを仲介する必要があるでしょう。
jonk

モトローラはこれまでそのようなものを販売していました。それらを使用して、ADCの加算ノードにアクティブクランプを構築しました。フィードバッククランプアンプのミラー容量を無視していたので、遅すぎました。同様に高速なNPNとPNPに関して、メルボルンFLAのハリスコープは、放射束環境で優れた性能を発揮するように作成された誘電的に分離されたオペアンプを備えています。
analogsystemsrf 2018年

@jonk Chabayについて言及していただき、ありがとうございます。良い読み物。同じダイ上のトランジスタに関しては、デバイスが100ミクロン離れていると仮定すると、114μSの時間枠で一時的な熱的不整合が依然として存在します。MaからMbまでの間隔が10uで、互いにかみ合ったストライプ(デフペアが行われる場合がある)を持つFETの場合、1.14uSで熱タウは100倍速くなります(その逆二乗則)。1ミクロンでは、熱タウは11.4ナノ秒です。
analogsystemsrf 2018年

時定数に関する興味深い追加情報。これは私の趣味の経験の範囲外ですが、興味深いのは同じです。
jonk

@ jonkシグナルチェーンエクスプローラーツールでこれらの熱時定数効果を使用して、出力電流の変化(オペアンプのVDDの倍数、おおよその熱の変化としての)による差動ペアの加熱など、OpAmp回路の熱歪みを予測します。抵抗器の同上。立方メートルのシリコンの熱タウは11,400秒で、これは物理定数熱拡散率の逆数です。1百万倍小さい立方ミクロンは、11.4ナノ秒で1兆倍速い。
analogsystemsrf 2018年
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