ヒートシンクを備えた抵抗領域でMOSFETを使用しても大丈夫ですか?


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ゲート(またはベース)電圧が制限された状態でトランジスタを使用すると、電流が制限され、トランジスタ全体に大きな電圧降下が生じ、エネルギーが消費されます。これは悪いと考えられ、エネルギーを無駄にし、コンポーネントの寿命を短くします。しかし、ヒートシンクを使用するか、電力を制限することで温度を低く保つ場合、この方法でMOSFETを使用しても大丈夫ですか?または、コンポーネントが電力を消費するのは基本的に悪いですか?

可変電圧でMOSFETを制御してLEDストリップを駆動することで優れた結果が得られるためです。8ビットPWMの場合、LEDはゼロから「本を読む」レベルまで輝度がジャンプしますが、8ビットの電圧レベルを使用しているにもかかわらず、電圧駆動のMOSFETは非常にスムーズにオンにできます。線形電力と指数関数電力がすべての違いを生み、PWMは線形です。私たちの目は光を直線的に知覚しません。電圧制御された結果は、使用できないほど良好です。


補遺:私はPWMを使って、プリスケーラの調整など、広範な実験を行ってきました。PWMデューティを変更することは効果的な解決策ではありませんが、誰かがオシロスコープを寄付したい場合、私はそれを動作させることができるかもしれません:)

補遺:このプロジェクトは、これらのフィリップス製品と同様に目覚まし時計を点灯するものですが、より注意深く調整されています。低電力レベル間のグラデーションは最小限にすることが不可欠です。最も明るく許容可能な低電力状態は約0.002%で、次は0.004%です。問題ではなく解決策について尋ねるのがx / yの問題である場合、これは意図的なx / yの質問です:広範なテストの後に希望する解決策を見つけたので、私の解決策が実行可能かどうかを知りたいです。このデバイスは現在、非常に暗い補助光を使用したあまり好ましくない回避策で動作しています。

補遺3:これは、BJTトランジスタの使用目的です。それらは電流制御されているため、回路ははるかに困難です。図を描く時間があれば、それを調べる必要があります。問題が発生した場合は、別の質問を投稿します。


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まあ、これはあなたの質問には本当に答えませんが、PWM対可変電圧制御に関しては、同じ効果を得るためにPWMのデューティサイクルを指数関数的に増やすことができます。また、オーミック領域でMOSFETを使用すると、理想的には(つまり、瞬時にオン/オフ、ゼロ)PWM制御とは対照的に、MOSFETは「望まない」エネルギーを放散するだけなので、効率が大幅に向上しますRDSonなど)、エネルギーは消費されません。
チー

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@pioji Arduinosで使用されるほとんどのチップは、より高い解像度のPWMをサポートしますが、組み込みのAnalogWrite()関数よりも多少複雑なコードが必要になります。ライブラリが存在する場合があります。そうでない場合は、拡張PWMモードが機能するためにどのレジスタに何を書き込む必要があるかを把握するのは楽しい挑戦です。ATmega32u4(leonardo、pro microなど)でより高いPWM周波数(〜100kHz)を得るためにこれを行う必要がありました。
user371366

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@jmsオシロスコープの寄付については何も聞いていません。:Dしかし、深刻な注意事項として、ウィキペディアは、すべての生物学的影響を避けるために3 kHzが推奨される周波数であると述べています。244 Hzのストロボは見やすいです。約10〜30%のデューティサイクルで明るいLEDを試してみてください。参照:en.wikipedia.org/wiki/Flicker_fusion_threshold
piojo


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@piojoあなたが抱えている問題は、MOSFETが適切にオンおよびオフにならないことです。実際、必要なときにオフにすることすら疑っています。MOSFETのゲートは基本的にコンデンサとして動作します。充電されると、MOSFETはオンになり、放電されると、MOSFETはオフになります。10K抵抗はこのコンデンサの充電を遅くし、マイクロコントローラの出力電流を制限します。これがまだフライをしていない理由です。適切なMOSFETゲートドライバーICは、2A以上のピーク電流を供給して、ゲートキャップを急速に充電および放電することができ、一部はゲート抵抗さえ使用しません。
チー

回答:


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TL; DR FETではなく、線形動作にBJTを使用

ほとんどのFETは、DCでの安全動作領域(SOA)の定格がありません。バイポーラ接合トランジスタ(BJT)は。

FETのSOAグラフを調べると、持続時間が1 µs、10 µs、1 msなどのパルスの曲線のセットが見つかりますが、DCの曲線はほとんどありません。必要に応じて、ご自身の責任で「DC付近」への外挿を試みることができます。これは、製造業者がDC動作で許容される損失量について数値を表明する意思がないことを意味しています。

FETは正の抵抗温度係数があるため、よく並列すると言われています。高温になると抵抗が増加するため、高温の電流は減少し、状況は安定します。FETは内部的に複数の並列セルで構成されているため、同様に共有できますよね?違う!

抵抗の温度係数専用です。FETには、しきい値電圧の温度係数である別の温度係数もあり、これは負です。FETが一定のゲート電圧で加熱すると、より多くの電流が流れます。ゲート電圧が非常に高く、スイッチドFETが飽和している場合、影響は最小限に抑えられますが、電圧がしきい値付近で低下すると、非常に強くなります。1つのセルが加熱されると、電流が増加するため、さらに加熱され、熱暴走の可能性があります。1つのセルがデバイス全体の電流を消費しようとします。

この効果は2つのことによって制限されます。1つは、ダイが不均一な加熱を受けていない場合、ダイは同じ温度で開始する傾向があることです。そのため、不安定さが大きくなるには時間がかかります。これが、短いパルスが長いパルスよりも多くの電力を使用できる理由です。2つ目は、ダイ全体の熱伝導率であり、ダイ全体の温度を均一にします。これは、不安定性が増大するために特定のしきい値電力レベルが必要であることを意味します。

BJT製造業者はこの電力レベルに数字を置く傾向がありますが、FET製造業者はそうではありません。おそらくそれは、DC SOAレベルがFETの「見出し」の電力消費のはるかに小さい部分であるため、それを説明するのは恥ずかしいことです。おそらく、線形動作では、FETの多くの利点が失われるため、特定の電力レベルでBJTを使用するだけの価値があるため、DCで使用するためにFETを認定するための商業的インセンティブはありません。

BJTが大面積の安定した接合を持ち、FETがそうではない理由の一部は、それらが機能する方法にあります。BJTの「しきい値」である0.7 VV beは材料の関数であり、大きなダイ全体で非常に一貫しています。FETのしきい値は、薄いゲート層の厚さに依存します。これは、製造された寸法であり、定義が不十分です(FET V gsthの仕様がどれだけ広いかは知っていますか 2つの大きな拡散のわずかな違いによりデータシートで!)ステップ。

とはいえ、DCでの使用を特徴とするFETがいくつかあります。それらは数が少なく、はるかに遠く、スイッチングに最適化された兄弟に比べて非常に高価です。彼らはより多くのテストと資格を取得し、低オン抵抗とその他の有益なFET特性を犠牲にする別のプロセスを使用することになります。

低ベース駆動電流が必要な場合は、ダーリントントランジスタを使用してください。余分な0.7 V min V ceは、直線的に操作することになるため、ほとんど関係ありません。

それでもDC動作にスイッチングFETを使用する場合は、ヘッドライン損失の5%〜10%に固執します。あなたはそれでうまくいくかもしれません。

ジャンカはコメントで興味深い質問をしました。「IGBTはどうですか?」。このアプリノートによると、No detailed characterization of IGBTs as linear amplifiers has been carried out by IR, given the limited use of IGBTs in this type of application.

NGTG50N60FW-DのこのデータシートのVIグラフ

ここに画像の説明を入力してください

VGE

ただし、SOAグラフ

ここに画像の説明を入力してください

DCラインがあり、そのラインはデバイスのヘッドライン電力である200Wをわずかに上回っています。彼らはそれを適切に特徴づけましたか?

IGBTはそれを駆動するのに電流を必要としませんが、ダーリントンがベースボルトを必要とするよりも多くのゲートボルトを必要とするため、駆動が容易な場合とそうでない場合があります。現時点では、この動作モードでのIGBTに関する明確な情報は見つかりませんでした。


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また、このようなシステムを使用して照明を暗くしたい場合は、可変セットポイントを持つ線形電圧レギュレーターを使用する方が良いと謙虚に付け加えます。彼らはペニーを要し、すでに制御ループを統合し、保護などなど
Caterpillaraoz

ダーリントンまたはIGBT。
ジャンカ

@Janka Darlingtonは私が意図したものです。IGBTが線形領域でそれ自体で動作するかどうかはわかりませんので、お勧めしません。答えを検索し、最初にそこに着く人を確認します。
Neil_UK

@Janka決定的なものをいくつか見つけて、答えに追加しました。
Neil_UK

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残念なことに、最新のパワーMOSFETは、高い電力損失で線形領域で動作すると故障します。

MOSFETは、温度が上昇するとドレイン電流が減少する限り、線形モードで安全に使用できます。

ここに画像の説明を入力してください

ほとんどのMOSFETには、それ以下では熱暴走が発生し、それ以上では発生しないクロスオーバーがあります。非常に「良い」低Rds(on)低Vth MOSFETの場合、このクロスオーバーは非常に高いゲート-ソース間電圧とドレイン電流で発生します。「最悪」のMOSFETを見ると、そのような低電力で電荷キャリアが支配的な領域を持っているものは問題ではありません。たとえば、IRFR9110はすべてのId> 1Aで安全です

ここに画像の説明を入力してください

1.2オームのRds(on)がありますが、線形モードで使用する場合はまったく問題ありません!

安全を確保するもう1つの方法は、電力を十分に低く抑えることです。パワーMOSFETは多くの並列セルで構成されており、(安全な)モビリティが支配的な領域では電流を均等に共有しますが、(安全でない)電荷キャリアが支配的な領域ではそうではありません。幸いなことに、セルは非常によく熱的に結合されており、同じダイ上にあるため、十分な低電力で動作する場合、ダイ温度は不均一になりますが、制限を超えません。

NASAペーパー:https : //ntrs.nasa.gov/archive/nasa/casi.ntrs.nasa.gov/20100014777.pdf

より読みやすいOnSemi appnote:https ://www.onsemi.com/pub/Collat​​eral/AND8199-D.PDF


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興味深い紙。ありがとう。+1愛好家として、私はほとんどMOSFETをスイッチングデバイスとして扱ってきました。私はリニア電源レギュレーションのオペアンプの出力でそれらを使用しましたが、観測とデータシートSOAの違いにより、私はBJTに戻ってきました(少なくともデバイスの変動を予測して対処できる方が良いと感じています)。おそらく、このホワイトペーパーでは、その理由の一部を説明しています。
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その記事は、断続的な電力が暴走を実際に開始する前に終わらせることを暗示しています。その場合、2つのMOSFETを使用し、1つをPWMスイッチとして使用し、もう1つを電圧制御出力として使用することで、希望する出力レベルを取得できます。出力演算は調整する必要がありますが、PWM MOSFETはもう一方を保護します。または、BJTを使用して、MOSFETゲートへの電圧を切り替えることができます。しかし、もっと複雑です。私はそれについて考えなければなりません。
ピオジョ

私はこのに関与し、いくつかの時定数がある賭け...「それは本当に開始される前に、断続的な力が暴走を終了」
rackandboneman

@pojo電流の大部分にはPWMを使用し、微調整にははるかに小さい線形部分を使用できます。
τεκ

はい。しかし、クールダウンが関与しない場合、短い中断は実際に暴走を中断しますか?抵抗だけでなくFETセルのスルーレート制限が関係する場合に電流が異なるように分布する場合、可能性があるかどうかはわからない...
rackandboneman

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MOSFETは線形モードでは問題ありませんが、MOSFETは必ずしも均一な方法で電流を分配するわけではないため、特別な注意が必要です。OnSemi (fairchild)がこの動作の一部を説明し、新しいデバイスを販売しようとするアプリケーションノートを次に示します。

この問題は、特に従来のロジックレベルトレンチFETで、明らかに安全な動作領域での障害として現れます。古いプレーナパワーFET(IRF /インフィニオンがこれを行います)および新しいタイプのいくつかは、線形モードでうまく機能します。ただし、プレーナパワーFETは、ダイサイズに対してオン抵抗がひどい傾向があります。


ありがとう。幸運なことに、私はたまたまIRFトランジスタを使用しています!HEXFETシリーズです。5Vで完全にアクティブ化されますが、何らかの理由でロジックレベルMOSFETとは呼ばれません。
ピオジョ

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ただし、正確なモデルを確認する必要がありますが、IRFには多くのバリエーションがあります。製品のほとんどは平面ではありませんでした。
ゼカリヤ

わかった、ありがとう。確認します。仕事の後にその記事を読む必要があります。:)
ピオジョ

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それでは、(クラスDではない)ヘビーデューティーMOSFET PAおよびカーステレオアンプに何を使用していますか?
rackandboneman

MOSFETオーディオアンプの@rackandbonemanは、通常TO247にIRFP240 / 9240またはIRFP140 / 9140があります。巨大なパッケージには優れた熱特性があり、安価で優れた動作をします。
プーフー

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ゲート(またはベース)電圧が制限された状態でトランジスタを使用すると、電流が制限され、トランジスタ全体に大きな電圧降下が生じ、エネルギーが消費されます。これは悪いと考えられ、エネルギーを浪費し、コンポーネントの寿命を短くします。

トランジスタがスイッチとして使用されることを意図している場合、これは悪いです。リニアモードで使用する場合は、意図した動作モードであり、完全に問題ありません。ただし、ordreでは、損傷しないようにいくつかの条件を尊重する必要があります。

1)最大ダイ温度、つまり電力x Rth

Rthは「ダイから空気への熱抵抗」であり、熱抵抗の合計です。

  • ジャンクションケース(データシートを参照)は、パーツが内部的に構築される方法に依存します
  • ケースヒートシンクは、TIM(断熱材、断熱材、グリース、シルパッドなど)に依存し、TIMの表面積にも依存します(TO247のような大きなパッケージはTO220をはるかに超えるため、TO220低いRth)
  • ヒートシンクのサイズは、ヒートシンクのサイズ、エアフロー、ファンを使用するかどうかなどに依存します。

低電力(数ワット)の場合、PCBグランドプレーンをヒートシンクとして使用できますが、これを行う方法はたくさんあります。

2)安全動作領域(SOA)

これは、トランジスタが吹く場所です。

リニア(スイッチングではない)モードで動作している場合、BJTとMOSFETの両方が、同じVgs(またはVbe)に対して、高温のときにより多くの電流を流します。したがって、ダイ上にホットスポットが形成されると、ダイの残りの部分よりも高い電流密度が伝導され、このスポットはより多く加熱され、その後、より多くの電流を吸い込み、それが吹き飛ばされます。

BJTの場合、これは熱暴走または二次降伏として知られており、MOSFETの場合はホットスポットです。

これは電圧に大きく依存しています。ホットスポッティングは、シリコンチップ上の特定の電力密度(消費)でトリガーします。所定の電流では、電力は電圧に比例するため、低電圧では電力は発生しません。この問題は、「高い」電圧で発生します。「高」の定義は、トランジスタと他の要因に依存します...

「BJTよりも頑丈」など、MOSFETがこれに耐性があることはよく知られていました。これは、Planar Stripe DMOSなどの古いMOSFETテクノロジーには当てはまりますが、トレンチテクノロジーなどのスイッチング最適化FETには当てはまりません。

たとえば、このFQP19N20、データシートページ4図9、「安全な動作領域」を確認してください。DCに対して指定されており、グラフの上部に水平線(最大電流)、右側に垂直線(最大電圧)があり、これら2つの線は最大電力を与える単一の対角線で結合されていることに注意してください。このSOAは楽観的であることに注意してください。Tcase= 25°Cやその他の条件では、ヒートシンクがすでに高温になっている場合、もちろんSOAは小さくなります。しかし、このトランジスタは線形モードで動作しても問題ありませんホットスポットにはなりません。オーディオアンプで一般的に使用されている古き良きIRFP240でも同じです。

次に、τεκが投稿したリンクを見てください。右側に追加の線が付いたSOAグラフがあり、非常に急な下向きの傾斜があります。これは、ホットスポッティングが発生するときです。これらのタイプのFETを線形設計で使用することは望ましくありません。

ただし、FETとBJTの両方で、ホットスポットには最大電圧と比較して高い電圧が必要です。したがって、トランジスタが常に数ボルトのVceまたはVdsを持っている場合(このシナリオではそうであるはずです)、問題はありません。トランジスタSOAを確認してください。たとえば、オペアンプベースの電流源を使用できますが、オペアンプの入力オフセット電圧に応じて、低電流で同じ問題が発生します。

あなたの問題に対するより良い解決策...

回路図

この回路のシミュレーションCircuitLabを使用して作成された回路

左側:どちらかのFETをPWMできます。さまざまなドレイン抵抗により、最大PWM設定での電流が決まります。左側のFETのPWMがゼロになったら、他のFETのPWMを減らし続けることができます。これにより、低光強度をより細かく制御できます。

これは基本的に、抵抗値を選択することで調整できるビットウェイトを備えた2ビットパワーDACのようなものです(必要に応じて抵抗を調整する必要があります)。

右側ではこれは同じですが、電流シンクとして配線されたBJTは低強度でアナログ制御を提供します。

最も簡単で、おそらくすべての部品がすでに揃っているので、左側のものを使用することをお勧めします。

別の良い解決策は、平均電流を調整可能なスイッチング定電流LEDドライバを使用することです。これは、高出力LED向けの最高効率のソリューションです。ただし、LEDストリップを駆動する場合、LEDストリップ内の抵抗はまだ電力を消費するため、これは効率にはあまり役立ちません。


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この質問はXYの問題です。はい、LEDを駆動するために線形定電流ドライバーを作成できます。しかし、それは非常に非効率的であり、アプリケーションには必要ありません。オンライン
見られる定電流回路がたくさんあります

8ビットPWMでは、LEDの輝度がゼロから「本を読む」レベルにジャンプします

対数目盛で明るさを制御できます。同様の効果を得るために、次の式を使用しました。

pwm=2バツ/0.69255/ln2551

8ビットの輝度入力に基づいて8ビットのPWM値を出力します。0.69は、255で終了することを確認するためにあります。

ルックアップテーブルは、マイクロコントローラーフレンドリーな計算ではないため、作成することをお勧めします。

8ビットログ


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あなたは人間の目の感度を過小評価しています。このアプローチの問題は、PWMレベル0が良好(オフ)であり、PWMレベル1が100倍以上明るいことです。0と1との間にレベルがない(低い周波数PWMは、独自の問題があり、受け入れ可能な解決策であるとは思われないが)
piojo

つまり、式は問題ではありません。利用可能なPWM値の不足が問題です。
ピオジョ

@piojo問題は16ビットのままです。最後の数千ステップまで、重要なものは何も変わっていないようです。
Jeroen3

変更を理解するには、対数y軸を持つグラフを表示する必要があります。そして理論的には、16ビットPWMで十分ですが、実際には、目に見える点滅と、MOSFETのオフ速度の制限と考えられるものでは不十分です。
ピオジョ

私は、経験的に、1/255の最低レベル出力の1/200が実行可能な卒業であることを知っています。これは、別の光源を使用して回避策を講じたためです。しかし、「クリーン」な方法で、タイマーを変更して、良い結果を得られませんでした。
ピオジョ

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おそらく、別のソリューションとして、Onsemi CAT4101などの外部ドライバーが考えられます。

LED電流をかなり低く設定し、PWMを使用して輝度を変えることができます。より高いダイナミックレンジが必要な場合は、電流設定抵抗を変更する必要があります。これはデジタルポット、または複雑さを増したD / A(または平滑化PWMなどの別の可変電圧源)で駆動されるFETである可能性があります。

または、現在のセットを2つの値の間で切り替えるだけで、高輝度範囲と低輝度範囲を指定できます。

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