MC34063A：なぜこのチップをオーバークロックしているのですか？

私はDC-DCコンバーターの経験を積むことにし、Onsemi MC34063A DC-DCコンバーターを入手しました。ドキュメントから、データシート、AN920アプリケーションノート、Excelワークシートを入手しました。データシートには、もう1つのアプリケーションノートAN954 / Dが記載されていますが、どこにも見つからないようです。

最大500 mAの電流と50 mVのリップルで12 Vから5 Vに降圧するというアイデアでした。そこで、データシート、アプリケーションノート、ワークシートの数式を読み、いくつかの計算を行いました。

私は $V_{sat}=1.3 \mbox{ } V$ 、データシートの最大値から、1N5817を使用しているため、1 Aで、 $V_{F}=0.45\mbox{ } V$、最小入力電圧、変動を10％とすると、 、出力電圧です。データシートの式を使用すると、これによります。コンバーターの周波数を89 kHzに選択しました。これは、コンデンサーにうまく適合するはずなので、後で詳しく説明します。次に、とすると、と。これによりが得られるので、ます。次に、私は持っています$V_{in(min)}=10.8 \mbox{ } V$$V_{out}=5 \mbox{ } V$$\frac{t_{on}}{t_{off}}=1.21$$220 \mbox{ } pF$$t_{on}+t_{off}=11.24 \mbox{ } \mu s$$t_{off}= 5.09 \mbox{ } \mu s$$t_{on}=6.15 \mbox{ } \mu s$$C_t=246 \mbox{ } pF$$220 \mbox{ } pF + 22 \mbox{ } pF=242 \mbox{ } pF$$I_{pk(swich)}=1 \mbox{ } A$。センス抵抗は$R_{sc}=0.3 \mbox{ } \Omega$、だから私は3回使用します1 $\Omega$抵抗器とそれらを並列に接続します。次は最小誘導性です$L_{(min)}=28 \mbox { } \mu H$。次に、出力コンデンサがあります$C_o=28.1 \mbox{ } \mu F$。最後に、出力抵抗があります。式は$V_{out}=1.25(\frac{R_2}{R_1}+1)$。4回選びました$10 \mbox{ } k \Omega$抵抗器。一つのために$R_1$ とシリーズ3 $R_2$。

次に、アプリケーションノートを見て、そこで何か違うことをしたかどうかを見てみましょう。 $R_{sc}$ 少し違います $0.263 \mbox{ } \Omega$ 最小検出抵抗値として。

Excelワークシートを見てみましょう：新しいパラメーター $\frac { \Delta I_{L} } {I_{l(avg)} }$ そこに表示され、ワー​​クシートは言う：

最大出力電流の場合、平均インダクタ電流IL（avg）の10％未満になるようにΔILを選択することをお勧めします。これは、Ipk（sw）がRSCによって設定された電流制限しきい値に達するのを防ぐのに役立ちます。設計目標が最小インダクタンス値を使用することである場合、ΔIL= 2 * IL（avg）とします。これにより、出力電流能力が比例して低下します。

さて、ここで何をすればいいのかわかりませんが、高電流出力はいい音なので、6％にすると、ワークシートで次の最小インダクタンスが得られます。 $920 \mbox{ } \mu H$。たまたま、ジャンクボックス（DPO-1.0-1000）に1 mHのインダクターがあるので、それを使用することにしました。

最後に、私は回路図を持っています：

このデバイスの動作を正しく理解できたら、タイミングコンデンサを使用して、必要に応じてインダクタに供給されるクロックを提供します。センス抵抗の電圧が高すぎる（過電流状態を意味する）か、消費が低すぎる場合、クロックはスキップされます。私が見る限り、コンデンサーによって設定された周波数をチップ自体が変更する方法はないはずです。

私の問題は、スイッチング周波数とそれが負荷によって変化する方法にあるようです。レギュレータは、100 kHzまで動作すると言われているドキュメントにあり、オシロスコープで奇妙な結果が出ています。ダイオードとタイミングコンデンサの波形を測定しています。

これは、負荷がない場合の外観です。

私の知る限りでは、レギュレータがサイクルをスキップしていて、それは正常なはずなので、このタイプの波が現れるはずです。

次に、いくつかのLEDが約200 mAを引き出す負荷があります。

周波数が少し高いことに注意してください。私は89 kHz以下を予想しました（回路がブレッドボード上にあり、隣接する行からの寄生容量があると予想しているため）、それは99.6 kHzであり、これは通常の動作の限界に達しています。

いくつかのLEDが点滅しているマイクロコントローラボードを接続すると、次のようになります。周波数は、レギュレータの最大動作周波数の2倍以上です。

を使って $1 \mbox{ } \Omega$抵抗器と別の電源、このボードからの最大瞬間電流は294 mAであると判断したので、これを設計した500 mAの制限内に十分収まります。出力リップルはピークツーピークで680 mVであるため、多かれ少なかれ細かいようであり、電圧は約4.9 Vであるため、多かれ少なかれ、通常のようです。

だから、ここで周波数で何が起こっているのですか？私はさまざまな異なるタイミングコンデンサを試してみましたが、どれも同じような動作を示し、どれも計算された周波数を示しません。

更新

これは、最大タイプのピークと同期した、スプリングタイプのアースリードコネクタと裸のプローブチップを使用した出力のオシログラムです。

更新

周波数について、私はいくつかの10Ωセラミック抵抗器を見つけて、そのうちの1つ（500 mAの負荷を与えるはずです）で電源をロードしてみましたが、それでも高周波が得られ、それが何らかの理由で電流制限に関連しているようです私が見ることができるもの。抵抗を接続すると、取得できる最大電流は約370 mAです。さまざまな値のセンス抵抗を試してみましたが、センス抵抗の抵抗を大きくすると、周波数が高くなります。

ここに例があります $C_t$ 1Ω抵抗のある波形：

そして、ここに0.5Ωのセンス抵抗があります：

ブレッドボードが問題を引き起こしている可能性があります。レイアウトを確認してください（特にフィードバックセクション）

また、使用しているインダクターが適切ではない可能性もあります-それは定格が100kHzまでしかないと言っているため、SRF（自己共振周波数）はおそらくかなり低いです。不安定になる可能性があります。
高いSRF（例：> 500kHz）に変更しますが、適切な電流能力を備えています。

私は以下の出力上限に言及しましたが、入力上限が重要であることについてアブドラは正しいです。これは負荷に依存しますが、理想的にはグラウンドプレーンを使用して、ループ全体のインからアウトまでを可能な限り小さく低インピーダンスにする必要があります。「難しい」ブレッドボード上で;-)
安定した負荷で周波数の問題がそこにない場合、スイッチャーは高いdi / dtの変化に適応するのに十分高速ではないので、キットがそれを出力フィルタリングの問題だと言っていると思います。出力には「予約」はありません。出力フィルタの静電容量を増やし、リップルが低下するかどうかを確認します。低下する場合は、ほぼ確実に問題です。

編集-ああ、私はあなたが出力の抵抗器でそれを試したのを見ます。
その場合、それはフィルタリングではないようです。この時点で、スイッチングレギュレータにより適した別のプロトタイピング方法を使用すると思います。また、念のため別のチップを使用してください。
ボードをエッチングするか、デッドバグスタイルを使用するか、レイアウトに細心の注意を払ってストリップボードを使用します。それでも頻度が高すぎる場合は、その動作の一部であり、データシートで正しくカバーされていないと想定します。これが当てはまる場合は、OnSemiへの電子メールで彼らの発言を確認してください。

編集2-わかりました、もっと読んだ後、私はセンス抵抗（おそらく上記のインダクタの問題と組み合わされている）が電流センスを頻繁にトリップさせ、タイミングコンデンサの充電勾配を増加させていると思います。これは、発振器がより速くスイッチングしているように見えるでしょう。
アプリケーションノートからの関連する引用：

この電圧が330 mVを超えると、電流制限回路が追加の電流パスを提供して、タイミングコンデンサCTを充電します。これにより、発振器の上限スレッショルドに急速に到達するため、出力スイッチの導通時間が短縮され、インダクタに蓄積されるエネルギー量が減少します。これは、図5に示すように、CT電圧波形の充電部分の傾きの増加として観察できます。

オシロスコープの波形はこの説明と一致しているようです。また、インダクターを変更したことがない場合は、これを実行して、それがどうなるかを確認し、さらに電流センスを使用しないようにしてください（つまり、入力電圧に接続するだけです）。

私の推測では、出力フィルタリングの量か、R_scのサイズ設定です。

回路図のスイッチを制御するandゲートにフィードバックするコンパレータに注意してください。負荷電流が変化し、電圧フィードバックループでスイングが発生する場合は、PWM周波数を実質的に増加させることができます。完全なグラフを描く時間はありませんが、基本的に、負荷の電流が増加してスイッチがオンになる場合（つまり、LEDの束を同時にオンにする場合）は、すぐに元に戻しますオンにすると、99.4kHzのPWMに重畳され、スイッチング周波数がはるかに高く見えます。

R_scを大きくしすぎて、実際に一貫した負荷で波形がどのように見えるかを確認することもできます。あなたが言ったように、最大​​ドローに到達すると出力電圧と入力電圧の差が0に近づくため、PWM周波数は変化せず、ドローによってデューティサイクルがゆっくりと増加するはずです。この方法では、すべてのエネルギーが抵抗で消費され、最大消費電力ではスイッチングコンバータでは消費されません。これは問題だと思う理由がありましたが、正直に言って、それが最初だと思います。

お役に立てば幸いです。幸運を！

スイッチモードコンバーターを扱うとき、あなたは高いことに注意を払うべきです $\dfrac{di}{dt}$回路のパス。これらの問題のあるパスを特定するには、トポロジの図を使用して、その状態を描くことができます。バックコンバータの回路図を見てみましょう。さまざまな状態のスイッチです。

赤い線は大電流を示します。スイッチの両方の位置で一部が赤のままであり、一部が変色している​​ことがわかります。色が変わるのは、スイッチの位置が変わると電流が変化するため、問題のあるパスです。つまり、彼らは高いです$\dfrac{di}{dt}$回路の一部であり、レイアウトの設計時には注意が必要です。時間の経過とともに大きな電流の変化がある場合にインダクタンスがどのように影響するかについての私のこの投稿を見てください。じゃあ何をすればいいの？

• トレースを短くして広げ、インダクタンスを減らします。ただし、幅を必要以上に広くしないでください。幅が広くなると、EMI用の大きなアンテナが作成されます。必要な電流を流すのに十分な幅にしてください。
• これらのトレースがGROUNDネットに接続されている場合は、可能な限りグランドプレーンまたはブレッドボードのグランドバス上で実行されないようにしてください。このシナリオに適しているのは、ダイオードのアノードから入力コンデンサのグランドリードまでの経路だけです。それを接続して、直接およびまもなく。

また、スコープに表示されるものの一部は、実際には回路自体にはありません。これらは、スコーププローブの長いグランドリードが原因です。次のように短くしてください：

リソース：National SemiconductorのPCBレイアウトガイドライン

私は7年遅れていますが、この問題に遭遇した他の人に私の答えを追加する必要があります。出力での680mVの非常に高いリップル（タイプミスしなかった場合）は、Co（出力コンデンサ）のように思えます不良であるか、低ESR（等価直列抵抗）タイプではありません。ESRは基本的に、高周波で見られるコンデンサの「抵抗」です。コンデンサの定格が85°Cである場合、ESRの上限が高い可能性が高く、スイッチング電源には適していません。低ESRキャップは通常105°C以上の定格ですが、高電圧（100Vを超える）は通常85°Cのままであり、高電圧での高電圧：電流比を考慮すると問題ないようです。ここで誰もその可能性を示唆したり言及したりしていないことに驚いています。