クラスBアンプのバイアスに関する問題

ここでは、クラスBの出力電力増幅器について言及しています。

この回路は簡単に構築して理解できるはずですが、Q1とQ2のベースにバイアスをかける方法が本当にわからないので、バイアスに問題があります。Q1は正極性信号のみを伝導し、Q2は負極性のみを伝導します。信号。

クラスAのアンプに適切にバイアスをかけることができたようですが、クラスBにはバイアスをかけていません。

• 増幅器のクラスB動作を実現するには、どのようにして上部回路をバイアスする必要がありますか？

「プログラム可能なツェナー」として機能する単純な既知の回路があります。以下は原理図です：

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}

実際のアプリケーションでは、可変抵抗器を3つの部分に分割して、より正確な制御を行うことができます。抵抗を変えることにより、2つのトランジスタQ1とQ2のベース間の「ツェナー」電圧を設定し、静止電流を制御できます。

忘れた：本物のツェナーと同じように、上部に抵抗が必要です。

古き良き時代には、トランジスタはヒートシンクに物理的に取り付けられていたため、熱補償もありました。wwwで画像を見つけるのに少し時間がかかりましたが、ここに1つあります。

編集後
下記のコメントで述べたように、この回路には注意する必要があります。初めて使用する前に、ベースがコレクタ電圧になるように可変抵抗器が設定されていることを確認する必要があります。したがって、電圧降下は最小限です。次に、バイアスが「正しく」なるまで抵抗を回します。これは、通常、出力信号の歪みが見えない（スコープ）聞こえない（聞こえる）ことを意味します。さらに少し回すと、出力段の静止電流が増加します。（クラスAアンプの特性がより得られます。）

まず、これが両側にダーリントンを使用するダブルエミッタフォロワであることを理解してください。出力の電圧は、ほぼオペアンプ出力の電圧になります。エミッタフォロアの目的は、電流利得を提供することです。

たとえば、各トランジスタのゲインが50である場合、オペアンプがソースおよびシンクする必要のある電流は、負荷が消費する電流より約50 * 50 = 2,500倍少なくなります。たとえば、負荷が1 Aの場合、オペアンプは400 µAを供給するだけで済みます。

エミッタフォロアの1つの問題は、出力電圧がトランジスタのBEドロップによって入力電圧と異なることです。例として、トランジスタが正常に動作しているときに約700 mVであるとしましょう。NPNエミッターフォロワーの場合、1 V出力が必要な場合は、1.7 V入力で開始する必要があります。同様に、PNPエミッターフォロワーの場合、-1 V出力が必要な場合は-1.7 V入力する必要があります。

2つのトランジスタがカスケード接続されているため、この回路にはオペアンプから出力への700 mVドロップが2つあります。つまり、出力をハイに駆動するには、オペアンプを1.4 V高くする必要があります。出力をローに駆動するには、オペアンプを1.4 V低くする必要があります。

波形が正と負の間で切り替わるときに、オペアンプが突然2.8 Vにジャンプする必要はありません。オペアンプは突然それを行うことができないため、ゼロ交差で小さなデッドタイムが発生し、出力信号に歪みが追加されます。

この回路で使用されるソリューションは、ハイサイドドライバーとローサイドドライバーへの入力の間に2.8 Vのソースを配置することです。ドライブレベルに2.8 Vの差があるため、2つの出力ドライバーは、0出力でオンになるエッジにちょうどなります。少し高い入力とトップドライバーが大きな電流を供給し始めます。少し低くなると、ボトムドライバーはかなりの電流をシンクし始めます。

1つの問題は、ゼロクロスで必要な入力ジャンプをなくすためにこのオフセットを正しく取得することですが、両方のドライバーをあまりオンにしないため、最終的にお互いを駆動することになります。これにより、無用な電流が流れ、負荷に供給されない電力が消費されます。700 mVはBEドロップの大まかな値であることに注意してください。かなり一定ですが、電流や温度によって変化します。2.8 Vソースを正確に調整できたとしても、調整する正確な値が1つではありません。

これがRE1とRE2の目的です。2.8 Vオフセットが高すぎて、トップとボトムの両方のドライバーにかなりの静止電流が流れ始める場合、これらの抵抗の両端で電圧降下が発生します。RE1 + RE2の両端に現れる電圧は、2つのドライバーから見た2.8 Vオフセットから直接差し引かれます。

100 mVでも大きな違いが生じます。これは、230 mAの静止電流によって引き起こされます。また、700 mVはおそらくローサイドにあることに注意してください。特に、パワートランジスタに大きな電流が流れる場合です。

全体として、2.8 Vソースは、トップドライバーとボトムドライバーのそれぞれを十分にオンにすることなく「準備完了」状態に保つことを目的としています。

もちろん、すべてがトレードオフです。この場合は、静止電流を増やして、歪みを少し少なくすることができます。

理想的には、クラスBでは、もう一方が引き継いだときに片方が完全に遮断されます。これは実際にはほとんど起こりませんが、このスキームはそれにかなり近いです。

クラスAとクラスBの違いは、最終段階の静止電流です。

静止電流をゼロにすると、信号が存在するときにQ3 または Q4 のみが電流を供給します。これはクラスBです。

静止電流を非常に大きくして、非常に大きな信号（最大であっても）に対して、Q3とQ4の両方にIc = 0（決してオフになる）がない場合、クラスAになります。

クラスAとクラスBの間のどこにでもあるクラスABもあります。

この静止電流を設定する方法は？

これはVbiasによって行われます。

Vbiasの実装方法の例：

• oldfartの答えからの「ツェナー」

• 実際のツェナーダイオード

またはこれ：

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}

電流源は、PNPカレントミラーとbiasinf抵抗で簡単に作成できます。

バイアスを作成する方法を知るには、出力トポロジをよく理解する必要があります。

誰かがあなたの回路図の例にBJTがダーリントン形式で配置されている（ターンオフスピードアップ抵抗が追加されている）と述べましたが、そのような配置の方がトポロジが優れているとほとんど言われませんでした。したがって、そもそもそのトポロジを使用することはほとんどありません。または、要するに、バイアスをかけるためにそれを理解するのに苦労する意味はありません。

ダーリントンを使用する理由：

1. 高電流ゲイン。これは、バイアス回路の静止電流を大幅に削減するため、このような出力ドライバー回路で役立ちます。これは、このような小さな負荷に大きな電流スイングをスラグしようとするときに大きな助けとなります。

ダーリントンを使わない理由：

1. 抵抗が追加されない限り、ターンオフが遅くなります（回路の例のように）。
2. 配置が原因で、約1ダイオードドロップ（プラス）未満では飽和できません。これは、増幅器に必要な追加の電圧オーバーヘッド（これは低電圧回路では許容できない場合があります）を意味する場合があり、また、増幅器の全体的な損失が追加される場合もあります。
3. ベースとエミッタの間に2つのダイオードドロップが必要であるかのように動作します。これにより、必要なバイアス電圧スパンが増加します。
4. 温度は、直列に追加される両方のベース-エミッタ接合に影響します。そのため、バイアス電圧スパンの温度変動には、直列に接続された少なくとも4つのダイオードドロップが含まれます。これらの電圧降下はすべて、温度による変動を受けます。その結果、補償の複雑さが増す可能性があります。
5. より良い代替案があります。

最後の理由は、ここでダーリントンを使用しない理由の主な理由です。代替手段がなかった場合、その単一の利点が必要な場合、単にアイデアに行き詰まることになります。

ダーリントン配置の高電流ゲインが必要な場合は、ほとんどの場合、代わりにSziklai配置を使用することをお勧めします。次のようになります。

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}

これにより、同様の高電流ゲインが得られ、約1ダイオードドロップ未満で飽和することもできませんが、次のことも含まれます。

• 象限ごとに1つのベースエミッタダイオードドロップのみ。
• $R_3$$R_4$$Q_2$$Q_4$$Q_1$$Q_3$

回路にバイアスをかける方法について、すでにいくつかのコメントがあります。上記のSziklaiドライバー回路でも同様のアイデアを使用できますが、バイアス電圧の差をそれほど必要としません。

また、ここでの回路のバイアスに関するコメントは、動作中の温度変化による回路への影響に対処していません。そして、これは考慮すべきかなり重要かもしれません。より単純な追加されたコレクタ抵抗$V_{BE}$乗算（および現在、その追加された抵抗器のコレクター側でタップオフ）は、乗算器の動作を出力の変動と一致させるように調整できるメカニズムを提供できます。静止電流が温度全体で比較的安定するように、（乗算器BJTを出力BJTに熱的に結合すると仮定します。）また、アーリーエフェクトの補償を追加することもできます。

大まかなモデルと同じように、回路図は次のようになります。

^{この回路をシミュレート}

$R_7$$R_8$$R_9$$R_1$$R_2$$50\:\textrm{mV}$$R_7$$R_8$$R_1$$R_2$$C_1$$C_3$$V_{BE}$ 2つの出力Sziklai象限への基底の乗数。

$C_2$$Q_6$$Q_6$

上記は、実際にはバイポーラ電源レールと接地されたDC結合負荷があることを前提としています。また、おそらく必要になると思われる否定的なフィードバックも示していません。負荷がAC結合されていて、使用する電源レールが1つしかない場合、状況は多少異なります。

実際、クラスBのアンプにはベースバイアスがありません。バイアスはABクラスで発生します。しかし、さまざまな方法でベースにバイアスをかけることができます。

画像のようにオペアンプを使用している場合は、フィードバックを使用できます。これは、出力が入力と同じになるように、バッファと同じですが、パワーステージを備えています。

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}

2つの電圧源を使用することもできます。

^{この回路をシミュレート}

ダイオードと定電流源を使用できます。

^{この回路をシミュレート}

そして最後に、少なくともVbe乗数。@oldfartのアイデアが必要です。抵抗器R1、R2、R3の電流は、およそ

^{この回路をシミュレート}

注： R2抵抗は微調整用です。

クラスBは180度の伝導角として定義されます。したがって、クラスBは伝導点にバイアスされます。それ以外の場合は、実際にはクラスC（特に小さな信号の場合）です。エミッタ抵抗は、バイアスの安定性と、反対の半サイクル中に各デバイスをオフにできるようにするために重要です。

クラスABは、伝導角が180から360の間の場合です。