広範囲の電流800 µA-1.5 Aを測定

作っているIoTデバイスへの電流を測定するのが困難です。時間の経過に伴う電力消費と、スリープモード電流に関するデータを収集できる必要があります。シャント抵抗を使用して現在のデータを収集しようとしていましたが、まずGeorg Ohmと彼のすべての法則の問題に頭を悩ませています。

スリープモードでは、デバイスは約800 µAの電流を使用する必要があります。あまり正確ではないPSUは、約2 mAを出力していると言っているので、もう少しコーディングする必要があります。ただし、スリープモード中は、一見ランダムな間隔で、モデムが短時間オンになって送信します（標準のディープスリープモデムの動作）。この送信バーストは最大約1.5 Aです。

とにかく、スリープ電流の意味のあるデータを見ることができる電圧降下により、デバイスが再起動する送信バースト中に非常に多くの電圧が降下するため、シャント抵抗の使用に問題があります。

誰もがこのような大きな電流範囲の電流を測定する方法を推奨できますか？

デバイスの仕様：

• スリープモード電流：600 µA-3 mA
• オン電流：27-80 mA
• 送信バースト：最大1.5 A
• 電圧：2.6 V-4.2 V
• 充電電流：400 mA

どのくらいの精度が必要ですか？推定値のみが必要な場合、直列シリコンダイオードを使用すると、広範囲の電流にわたって多かれ少なかれ対数表示が得られます。

ダイオードの主な問題である温度による電圧降下の変動は、基準電流で同じ温度で2つ目のダイオードを動作させることで大幅に軽減できます。整流器ブリッジ内の2つのダイオードは熱的に結合されており、これに最適です。回路図で接続をマークしましたが、ブリッジ+ veは未使用のままです。負荷は非常に低電力であり、高電流は短いパルスに過ぎないため、2つの個別のダイオードをテープで固定しても問題ありません。たとえば、1N540xは3 A連続に適していますが、100 µAで大幅な順方向降下があります。

負荷電圧の変化が非常に小さく、おそらく500 µA〜1.5 Aの間で数百mVであり、mAを測定する抵抗性シャントよりもはるかに小さいという利点があります。

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}

R1を電流シンクに置き換えると、基準電流がより正確になりますが、ほとんどの目的には（電源電圧-0.7 V）/ R1で十分でしょう。理想的には、基準電流は、最適に測定したい範囲の中央にあります。1〜10 mAの範囲のどこかが良い感じです。

電圧計の読み値は、負荷と基準電流の比の対数に比例します。ダイオードからの出力インピーダンスは非常に低いため、おそらくそれをスケーリングまたはグランド基準にするために、オペアンプを使用して差を増幅するのは簡単です。

対数の法則を確立するには、高電流と低電流で測定値の変換を較正する必要があり、その間のいくつかの点でそれを確認することをお勧めします。大電流でのキャリブレーションは負荷ダイオードを加熱するため、熱ドリフト誤差を最小限に抑えるために、送信パルスと同じくらい短いパルスを使用する必要がある場合があることに注意してください。

Neil_UKの答えを拡張したもので、スリープ電流をかなり正確にしたいが、同じ回路で大電流を測定する必要がない場合は、ダイオードと抵抗を並列に配置します。

^{この回路のシミュレーション – CircuitLabを使用して作成された回路図}

このように、電流が低いとき、抵抗器の両端の電圧はうまく比例し、ダイオードが効果的にオフになるのに十分低いので、抵抗器から電流をあまり分流しません（ただし、ダイオードの仕様）。

電流が大きい場合、ダイオードは導通しており、電圧降下を何らかの妥当な値に制限しています。この時点でも電流を測定したい場合は、次のように直列に別のシャントを追加できます（@dimの好意による）。

^{この回路をシミュレートする}

これを広い範囲として説明します。そうではありません。

最大1.5Aは、最小800uAの1875倍です。16ビットADCの範囲は65535ビットです。5Aの最大制限を設定し、電流が正または負になるようにすると、ビットあたり153uAの解像度が得られます。電流があまり速く変化しない場合は、オーバーサンプリングを使用して解像度をさらに向上させることができます。たとえば、16倍のオーバーサンプリングでは、ビットあたり38uAになります。したがって、測定を行うのに問題はありません。

問題は、単にシャント抵抗の電圧降下です。オーム氏がそこに答えを持っています-シャント抵抗を小さくしてください！0.1オーム、さらには0.01オームの抵抗器を簡単に購入できます。（Googleの「0R1」または「0R01」は、オームの端数を表す標準的な方法です。）

その後の問題は、シャント両端の電圧を測定する方法です。非常に高い入力インピーダンスの差動アンプが必要になるため、電圧に影響を与えることなく電圧を測定できます。次に、適切な電圧でADCを駆動できるように、ある程度のゲインを設定します。

低電圧はより多くのノイズの問題を意味するため、配線やその他のベストプラクティスのレイアウトを追跡することに注意してください。また、安定した電源とリファレンスに適切な注意を払う必要があります。スイッチモードのレギュレータは、ここではあなたの友人ではありません。スイッチモード後のリニアレギュレータでさえ、リップルを適切に除去するのに十分なPSRRを必ずしも持っていません。

ゲインステージには必然的にDCオフセットがあります。電流なしでADC測定値を測定し、実際に電流測定を行っているときにゼロ測定値を差し引く自己校正ステップを含める必要があります。これは、起動時に自動的に行うことができます（起動時に多くのメーターが「カチカチ」します。オンボード参照を切り替えて自動キャリブレーションを行うためです）、または一度実行してから結果をNVMに保存できます。

これは簡単な答えです。これにより、問題への対処方法に関する指針が得られることを願っています。

古い質問ですが、情報はまだ役に立つかもしれません。

EEVBlogで、Dave JonesによるuCurrentのデザインコンセプトの一部をご覧ください。自動レンジングはありませんが、より低いレベルの測定をカバーします。また、そこにあるmodのいくつかは、かなり正確なままで範囲の数を減らします。

最低限、測定値を1A未満（実際には400mA未満）および1A（送信中は1.5A）の範囲に分割します。

より多くの情報（元の質問のこれまでの削除では不可能かもしれないことを認める）がなければ、詳細を与えることは困難ですが、私ができることはわかります。

モノリシックmcu /トランシーバデバイス（nrf5x、STBlueなど）を使用しない限り、アナログ電流への影響を避けるためにデジタル電流経路をルーティングするのと同じ方法で無線供給経路を扱います。高電力モノリシックデバイスを使用している場合、唯一の本当の解決策は、非常に小さな入力抵抗を非常に広い入力入力範囲を持つ電流検出アンプ/モジュールと組み合わせて使用​​することです。ADIにはいくつかの機能があることを知っています（実際、昨日は現在のセンスアンプ/モジュールを見ていました）。また、推測しなければならない場合、TIには動作するデバイスもあります。

情報のもう一つのソースは、オーバージャン=クロード・WipplerのブログだろうJEELabs。長年（約10以上のように見えます）、彼はより長いバッテリー寿命を求めて、ボードの電流引き込みで複数の実験を行いました。直接的に正しいとは言えないかもしれませんが、どの方向に進むべきかをOPに伝えることができます。これは、このテーマに関して私が見る最新の記事です。彼の作品の長いリストと歴史を見るために、私は簡単なグーグル検索を使いました

site:jeelabs.org current measurement

私はちょうどuCurrentコンセプト（低負荷電流測定）をまったく新しいレベルに引き上げるCurrentRangerを発見しました。自動レンジング、シリアル出力、オプションのOLEDディスプレイは、新機能のほんの一部です。回路図とファームウェアが利用可能であり、Felixは設計についてかなり詳細に説明しています。

編集：それらのページをリンクすることにより、私が考えていたもののより良い詳細。

2番目の編集：CurrentRangerを追加します。コメントでの不満の1つは、uCurrentがオートレンジングではなかったことです。

自動車のスイッチモード電圧ドロッパーをテストするときに、ダイナミックレンジの問題が発生しました。最大5アンペアの予想入力電流に対して、100ミリオームのシャントを使用しました。

24 Vから流れる無負荷電流が7 mA未満であるかどうかをテストするとき、10Ωのシャントと10 Aのショットキーダイオードを使用しました。シャントの組み合わせは私のテストジグにとどまりました。DPDTスライドスイッチを使用して、2つのシャント間でDVMを切り替えました。

これは1995年であり、数は多くありませんでした。最近では、電子的に切り替えてシャント電圧を監視できます。必要に応じて、3つ以上の直列接続されたシャントを使用できます。これの鍵は、高抵抗低電流シャントをダイオードでバイパスすることです。

私が過去に使用した1つのトリックは、オペアンプのフィードバックループ内にセンス抵抗を配置することです。これにより、被試験デバイスへの供給電圧をほぼ一定に保ちながら、シャント抵抗でより高い電圧を発生させることができます。

私の場合、これを複数の計装アンプと並列に動作するADCと組み合わせて、より広いダイナミックレンジを実現しました。

PHD論文の第5章で構築したシステムについて説明します。私のシステムはアプリケーションに直接適用できませんが、このようなシステムが直面する課題についていくつかのアイデアを提供するかもしれません。

DIYシステムを開発してしばらくして、Agilent（現在のKeysight）が同様のシステムを開発したことを発見しました。でも安くはない。

別の方法として、1.5 Aの範囲に収まる小さなシャントを使用し、2つの異なるADCに2つの独立したゲイン回路を供給できます。その後、ソフトウェアに基づいて、読み取り値に基づいて使用するものを選択できます。より高い電流では、より高いゲインのADCが飽和状態になり、もう1つのADCを使用する必要があることがわかります。

問題は、EMI低減による信号の完全性です。

1.5A / 0.75mAは、ADCで66 dBのSNRと精度を意味します。

優れた16ビットADCでこれを実現するには、バックグラウンドノイズをシールド、抑制、優れたCMRRでフィルタリング、平均化する必要があります。

この解像度がない場合は、2つの異なる入力を使用して、1つを40dB高いゲインにすることができます。シャント電力と許容負荷調整誤差電圧により、シャント抵抗が制限され、通常75 mV maxが選択されます。ゲイン付きのIC電流センサーは、モロの改良品です。

これを達成するには、経験が必要です。<-90 dBの分解能と80 dB SNRの設計目標を使用すると、70 dB SNRを達成できます。