低電力設計-トランジスタを使用して分圧器を切り替えますか？

プラチナの100オーム抵抗の抵抗を測定するための非常に単純な分圧回路があります。

電力を節約するために、電源から分圧回路を切り替えられるようにしたいのですが。

これは可能ですか？

---------------------------+3.3v
              |
              |
          Transistor----low/high
              |
              |
              R1
              |
              |-------to A/D pin
              |
              R2
              |
              |
----------------------------GND

あなたが提案することは可能ですが、いくつかの落とし穴に注意する必要があります。最大の問題は、トランジスタが測定を歪まないことです。精度要件を指定していませんが、10ビットA / Dであり、トランジスタに1カウントを超えるエラーを追加させたくないとします。3.3 Vスケールでは、10ビットA / Dの1カウントは3.2 mVです。したがって、2つの抵抗が等しい場合、トランジスタは6.5 mVを超えて降下できません。それは完全にバイポーラトランジスタを除外します。

APチャネルFETはこれを行うことができます。繰り返しますが、トランジスタに0.1％を超えるエラーを追加しないようにするには、2つの抵抗が等しい場合は200mΩ未満、最悪の場合はその半分にする必要があります。

100mΩのPチャネルFETが見つかりますが、NチャネルFETの方が豊富で、特にこれらの低電圧での特性が優れています。代わりにNチャネルのローサイドスイッチを使用します。

IRLML2502は、わずか2.5 Vのゲートドライブで最大80mΩが保証されているため、エラーはほとんど追加されません。はるかに低い誤差が必要な場合は、分圧器に加えてR2のボトムを測定できます。その後、スイッチでの電圧降下をファームウェアで考慮することができます。

追加：

これで、実際にブリッジ回路を使用していると言って質問を変更しました。これは、測定がアナログメーターの動きで表示される場合に意味がありましたが、最新のマイクロコントローラーを使用する場合は不要です。通常のマイクロコントローラーA / Dでは、A / Dの結果が電源範囲に比例するため、すでにブリッジがあります。実際には、橋の反対側はマイクロに組み込まれています。別の外部ブリッジと2番目のA / D入力を使用すると、エラーが追加されるだけです。分圧器からの0.1％の電圧精度で問題がない場合は、上記の回路を使用してください。

一部のマイクロコントローラには、独立した負のA / D電圧リファレンスラインがあります。これは、たとえばVref- on Microchip PICラインと呼ばれます。R2の下部からVref-を駆動して、Q1にかかる電圧を無視できます。ただし、Vref-ピンの有効範囲を確認してください。これはVddほど高くすることはできません。これは実際には、動作値の代わりに絶対最大定格を使用できる1つのケースです。センサー回路がオフの場合は、A / Dが損傷しないように注意するだけで、A / Dが正しく機能しないことに注意してください。もちろん、他のものにA / Dを使用している場合、このスキームは機能しません。

橋の詳細：

この場合、「ブリッジ」回路の方が優れており、上の回路でQ1によって降下した電圧をキャンセルすることが提案されています。これは、少なくとも私の「ブリッジ」回路の解釈には当てはまりません。これは、ブリッジが接続されることを意図していると私が考える方法です：

R1は、測定対象の可変抵抗センサーです。R2、R3、およびR4は、既知の値を持つ固定抵抗です。SW1は、電力を節約するために使用されていないときにこの回路をオフにするために使用されるスイッチです。測定が行われているとき、SW1は閉じています。この回路図では、SW1は完全なスイッチであり、R5はオン抵抗を表すために個別に示されています。

ブリッジ回路のポイントは、V1とV2の間に差動電圧を提供することです。これは、メーターが大きな電流を必要とし、V1とV2の間に直接接続できる古いアナログメーターで役立ちました。電圧V1-V2は依然としてVddに比例することに注意してください。この回路はありませんVddとは独立しているため、R5を流れる電流によって引き起こされる供給電圧の明らかなエラーとは無関係ではありません。ブリッジ回路は、1つの場合にのみVddから独立しています。つまり、V1-V2がゼロの場合です。これが、ブリッジ回路を使用していた古いアナログメーターが、高精度の校正済み変数R3と組み合わせた理由です。メーターに表示されるV1-V2の測定値を直接測定値として使用するのではなく、V1-V2がゼロになるようにR3を設定するフィードバックとして使用します。その特異なケースでは、Vddは重要ではなく、V1とV2間のメーターのインピーダンスも重要ではありません。

マイクロコントローラーのA / D入力を備えた今日の状況は、まったく異なります。これらのA / Dは差動測定用に設定されておらず、R3を変化させるための信頼できる校正済みの方法はありません。ただし、GNDからVddまでの範囲でかなり正確な電圧測定を行うことができます。

R5が0の場合、V1の電圧は、R1のみに依存するVddの比率になります。センサー回路とマイクロコントローラーのA / Dの両方が、GNDからVddの範囲に関連する電圧を生成および測定するため、その範囲の正確な値は相殺されます。

唯一の問題は、R5がゼロではなく、ある範囲で不明な場合です。これにより、Vdd範囲に関連すると考えられる場合でも、V1に未知のエラーが追加されます。実際には、センサーはVlowからVddの範囲の固定部分の電圧を生成し、マイクロはGNDからVddの固定部分としてそれを測定します。これに対処する最も簡単な方法は、このエラーを無視できるように、VlowがVddの十分に小さい部分であることを保証することです。

ブリッジ回路を使用する提案は明らかにV1とV2の両方を測定することでこのエラーをキャンセルできるようにするためです。R3とR4がよく知られている場合、V2はVlowの直接関数ですが、R4、R3分周器によって減衰されます。高精度で、V2を測定し、Vlowを推定し、その結果を使用してV1の読み取り値を修正できます。ただし、R4、R3分周器には​​利点がありません。Vlowを補正する必要がある場合は、直接測定することをお勧めします。 V2を直接測定するよりもV2を測定する方が良い場合はありません。Vlowを測定したほうがよいため、V2を必要としないため、V2を生成しても意味がありません。したがって、R3とR4を削除して、「ブリッジ」回路と呼ばれるものは何も残しません。

質問は単純な抵抗分圧器を示していますが、コメントであなたはホイートストンブリッジを使用していると言います。

R5はスイッチング部品の抵抗です。両方のセットアップの測定は、R5の影響を受けます。抵抗分割器の場合：

$\mathrm{ V_1 = \dfrac{R2 + R5}{R1 + R2 + R5}V_{DD} }$

そして、より高いR5がV1を増やすことは明らかです。ホイートストンブリッジの場合：

$\mathrm{ V_{OUT} = \left( \dfrac{R3}{R3 + R4} - \dfrac{R2}{R1 + R2} \right)(V_{DD} - V_{LOW}) }$

どこ

$\mathrm{ V_{LOW} = \dfrac{R5}{R5 + \dfrac{(R1 + R2)(R3 + R4)}{R1 + R2 +R3 + R4)}} V_{DD} }$

したがって、VLOW> 0の場合、ホイートストンブリッジの出力も変化します。差を取ってもVLOWはキャンセルされません。、ただし、V1 = V2である些細な状況を除きます。

R1が抵抗100.0のPt100 RTD（抵抗温度検出器）である場合 $\Omega$ 0°C、138.5 $\Omega$100℃で。これが必要な測定範囲であると想定しています。ブリッジ内の他の抵抗がすべて100の場合$\Omega$出力電圧は0°Cで0 V、100°Cで最高になります。R5による誤差は、100°Cで最も高くなると予想できます。

グラフは、R5抵抗が0から変化するため、読み取りエラーを％で示しています。 $\Omega$ に1 $\Omega$。紫色のグラフは抵抗分割器用、青色のグラフはホイートストンブリッジ用です。ホイートストンのエラーが高くなっています！これは一見驚くかもしれませんが、簡単に説明できます。橋の2つの分岐は200を半分にします$\Omega$1つのブランチのように、ディバイダーには1つあります。これは、ブリッジのVLOWが2倍になることを意味します。

グラフは出力電圧の読み取り値のエラーを示しています。温度値に戻すためにそれを計算する必要があります。このFETには$\mathrm{R_{DS(ON)}}$ 90メートルの$\Omega$最大。抵抗がゼロであるかのように100°Cの読みを計算すると、99.90°Cになります。このFET、22メートルと$\Omega$ $\mathrm{R_{DS(ON)}}$ 読み取り値は99.97°Cです。

結論
スイッチの抵抗は読み取り値に影響しますが、FETを使用して0.1％未満になります。$\mathrm{R_{DS(ON)}}$ 100 m未満$\Omega$。

（Olinから再度借用した概略図。ありがとう、Olin）

すでにホイートストンブリッジを使用している場合（コメントで述べたように）、信号には影響せず、コモンモード電圧にのみ影響を与えるため、MOSFETスイッチを使用しても問題ありません。最終的なオフセットのゼロ化に影響しないことを確認してください。

回路は次のようになります。

もちろん可能です。

しかし、確かにそれは測定回路には適切ではありません。に応じて$r_{DS}$MOSFETの精度が大幅に低下します。考えて$r_{DS}$ は安定した値でも正確な値でもありませんが、多くの場合、最大値として指定されます。

ここで問題が生じます：なぜ抵抗器を測定するために分圧器を使用するのですか？ホイートストンブリッジを使用すると、精度を向上させることができます（精度を損なうことなくMOSFETスイッチを使用することもできます）。

もう1つの注意事項：出力信号をADCに送信する前にアンプを使用することをお勧めします。そうしないと、信号のダイナミックレンジが大幅に制限され、精度が失われます。デュアル電源を避けたい場合は、レールツーレールの高精度オペアンプ（741ではない）を備えた非反転アンプのみ。

はい、可能です。PチャネルMOSFETをソースからVdd、ドレインから分圧器、ゲートからuCまたは制御したいものを使用できます。ゲートからソースへのプルアップ抵抗（たとえば10K）
をオンにして、ゲートをグラウンドにプルし、オフにしてフローティングにします（uCピンをHi-Zに設定）

既に述べたように、これを目指している精度の種類によっては、うまくいかない場合があります。それは確かに最も正確ではありませんが、これについてあまり気にしないのであれば、それは最も簡単です。
Rdsが低いMOSFETを選択し、最小値/最大値を確認すると、測定値にどのように影響するかを簡単に判断して決定できます。

編集-コメントを読んで、土壌温度を測定していて、0.5℃の精度しか必要ない場合は、DS18B20のようなものがPT100よりも適切で使いやすいと思います。2つまたは3つのワイヤを接続する1つの小さなパッケージにすべてが含まれています。また、eBayの便利な防水ケースでそれらを入手することもできます-ここに例があります。