フォトカプラの付属コンポーネントを選択するにはどうすればよいですか？

マイクロコントローラーATmega16Lを使用して、電気器具のオン/オフ状態を検知するために、フォトカプラー（MOC3021）を使用しています。これを行うにはどうすればよいですか？私の主電源仕様は230V、50Hzです。周囲の回路を設計し、抵抗器などのコンポーネント値を選択するにはどうすればよいですか？

2012年6月13日に 編集 注：このような回路を解くのは初めてです。役立つフィードバックを送信してください。（間違ったことや改善点を含む）

上記の図を参照してください。アイデアは、この回路を使用して、負荷がオンかオフかを判断することです。オプトカプラーの出力ピンは、使用しているマイクロコントローラーの外部割り込み（ATmega16L）に接続します。割り込みは、負荷の状態を監視します。監視した後、同じマイクロコントローラーに接続するリレー（リレーは制御メカニズムとして機能します）を使用して、負荷の状態を切り替えることができます。

ここで、R1、R2、およびRcの抵抗値を計算してみました。マイクロコントローラのVIL（max） = 0.2xVcc = 660mVおよびVIH（min） = 0.6xVcc = 1.98VおよびVIH（max） = Vcc + 0.5 = 3.8Vに注意してください。

Rcの計算は非常に簡単です。トランジスタが導通していない場合、出力は高くなります（3.3V）。トランジスタが導通すると、出力はローになります。したがって、マイクロコントローラの観点から見ると、出力が高いと負荷がオフになり、出力が低いと負荷がオンになります。

SFH621A-3のデータシートを見て、IF = 1mAで34％の最小CTRを使用してください。したがって、1mA入力では、出力は340uAになります。マイクロコントローラがフォトカプラの出力から低電圧を検出するために、1KΩの抵抗値を使用できますか？そのため、フォトカプラからの出力の電圧は340mV（VIL（max）未満）になります

これについては後で、長い一日でした。

2012年6月15日に編集

注：電力線上の抵抗（R1およびR2）を解きます。計算と適切なフィードバックを確認してください。

目的：目標は、10mSの半周期（50Hzの20mSの全周期）で最大期間LEDを* ON **に保つことです。LEDが90％の時間オンである必要があるとしましょう。つまり、LEDはその半周期で90％の時間に少なくとも1mAの電流を必要とします。したがって、9mS / 10mS = 0.9 * 180（半周期）= 162度です。これは、電流が9degから171degの間で1mAであることを示しています（0degから9degおよび171degから180degで1mA未満）。整数での作業は適切であり、5％はこのアプリケーションでは少なくとも違いがないので、オン時間は95％であるとは考えませんでした。

Vpeak-peak = 230V x sqrt（2）= 325V。許容誤差を考慮します。6％の最小公差。325 x 0.94（100-6）x sin（9）= 47.8V

したがって、R1≤（47.8V-1.65V）/ 1mA = 46.1 Kohms 39 Koms（e12シリーズ）の46.1 Kohmsよりも小さい値を選択します。計算された値よりも小さな値の抵抗が選択されたため、ダイオードを流れる電流は1mAを超えることを意味します。

新しい電流の計算：（（325V x 110％）-1.25V）/ 39 Kohms = 9.1mA（ダイオードの最大Ifに近すぎる）。すぐにこれに戻る[ラベル-1x]

最初に、抵抗器の電力定格を計算します（39Ωを考慮）（（230 + 10％）^ 2）/ 39K = 1.64ワット（高すぎる）。

計算に戻ります[ラベル-1x] 2つの22 Kohm抵抗を選択できます。合計で44キロになります。これは非常に近い46.1キロ（上記で計算）

2つの抵抗を組み合わせた電力定格を確認します：（（230 + 10％）^ 2）/（2 x 22）Kohm = 1.45W。それぞれ1Wの電力定格を持つ22 Kohm抵抗を選択します。

これで、最初のCTRは34％になりました。つまり、1mA入力は340µA出力になります。しかし、2x22 Kohm抵抗により、出力の電流がわずかに多くなります。つまり、プルアップ抵抗Rcの両端の電位が高くなります。フォトカプラの出力で500mV未満の電圧降下を得るには問題がありますか？

MOC3021は、トライアック出力を備えたオプトカプラーです。通常、主電源で動作する機器を切り替えるためにパワートライアックを駆動するために使用されます。トライアックはAC回路でのみ使用できます。

トランジスタ出力を備えたフォトカプラが必要です。できれば、入力で2つのLEDが逆並列になっているフォトカプラが必要です。SFH620Aは、そのような部分です。

2つのLEDが逆並列に接続されているため、主電源の両方の半サイクルでトランジスタがアクティブになります。多くのオプトカプラーには1個のLEDしかありませんが、これは機能しますが、50Hzの20ms周期で10msの出力パルスを与えます。その場合も、逆分極時に過電圧からLEDを保護するために、入力に対して逆並列にダイオードを配置する必要があります。

$\mu$

$\Omega$$\mu$

$\mu$$\Omega$$\mu$

1mAで少なくとも34％のCTRを実現するには、SFH620A-3を使用する必要があります。

$\leq$$V_{IN}$$V_{LED}$

$\times$$\leq$$\Omega$$\Omega$$\times$ $\sqrt{2}$ $\times$$\Omega$

$\Omega$$\Omega$、これはE24値ではありません。最も近いE24値を選択して計算を確認するか、E96を選択できます。後者をやりましょう。

以上です。:-)

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して、もっと多くの説明が必要だとコメントで提案しましたが、この答えは3倍にもなります。たとえば、AVRのI / Oピンの入力リーク電流がありますが、これはトランジスタの10倍にもなります。（心配する必要はありません。チェックしましたが、安全です。）

$\times$ $V_{DD}$
十分な出力電流がありますが、1mAの入力電流が非常に大きいため、電力抵抗が必要です。ダーリントンは、1mAでのみ指定されている場合、必ずしもこれを解決するとは限りません。600％のCT​​Rでは、6mAのコレクタ電流が得られますが、それは必要ありません。1mAについては何もできませんか？多分。オプトカプラーについては、電気的特性は1mAについてのみ述べています。データシートにはグラフがあります。図5：CTR対順電流。これは、0.1mAで300％以上のCTRを示しています。これらのグラフには注意する必要があります。多くの場合、テーブルには最小値または最大値、あるいはその両方が表示されますが、グラフには通常、典型的な値が表示されます。あなたは300％を持っているかもしれませんが、それはより低いかもしれません。どれくらい低いですか？それは言いません。ビルドできる製品が1つだけの場合は試してみることができますが、
$\mu$$\mu$

私の別の答えでは、なぜダーリントンオプトカプラーを使用しなかったのかを説明しました：主な理由はダーリントンの飽和電圧であり、これは一般的なBJTよりもはるかに高く、最大1 Vになる可能性があります。低レベルの最大入力電圧を使用すると、0.2×VDD、または3.3 V電源で0.66 Vになります。1 Vが高すぎます。

しかし、それは修正できないものではなく、わずか数個の追加コンポーネントが必要です。同時に、1 mAの入力電流についても何かを行います。

入力電流から始めるには、データシートに低い値が記載されていないため、1 mAを使用する必要がありました。その後、試してみることができますが、あなたは自分で保証しません。ただし、FOD816のデータシートには興味深いグラフがあります。

それだ。これは、100 µAの低い入力電流に対してCTRを提供しますが、さらに高くなります：350％（これはダーリントンであることを思い出してください）。ただし、これらのグラフには注意する必要があります。多くの場合、テーブルは最小値または最大値を提供しますが、この種類のグラフは、特に指定がない限り、典型的な値を提供します。それで、最低限は何ですか？わかりませんが、100％は安全です。さらに安全を求めて、CTRを50％と仮定します。したがって、100 µAを入力すると、50 µAが出力されます。それで十分かどうか見てみましょう。

これは修正された出力ステージです。U1のトランジスタはフォトダーリントンであり、オンのときに50 µAを供給します。R4に10 µAを選択して、その値が0.6 V / 10 µA = 60kΩになるようにします。後でR4の機能に戻ります。

$H_{FE}$

$\times$

R4にはまだ説明が必要です。省略したとします。その後、ダーリントンの電流はすべてT1に流れます。FOD816のオフ時のリーク電流（データシートでは「暗電流」と呼ばれます）は1 µAにも達することがあります。T1はそれを250μAの最大ワーストケースに増幅し、R5で3.3 Vを降下させるのに十分です。そのため、出力が永続的に低くなる場合があります。
R4には60kΩの値を選択しました。両端の電圧降下が0.6 V未満である限り、ダーリントンの電流はすべてR4を通過し、T1を通過することはありません。これは、最小ベースエミッター電圧に達していないためです。それは10 µAでした。したがって、1 µAの暗電流は60 mVの降下のみを引き起こし、ベース電流は生じません。

すべてのコンポーネントの値がありますが、残っているのは入力抵抗をそれぞれ220kΩに増やすことだけです。そのために1/4 Wの抵抗を使用できます。

回路のパラメーターを把握するには、出力で必要なものから始めて、逆方向に作業します。10kΩは、出力のプルアップに適した値です。低電力が重要なバッテリー動作などの異常な要件がない限り、10kΩは、漏れに対してラインをしっかりと引き上げるのに十分な低さと、妥当なノイズとの間の適切なトレードオフですが、あまり多くの電流を必要とするほど低くはありません。

オプトの出力トランジスタがオンになると、Rcに最大3.3 Vが印加されます。3.3 V / 10kΩ= 330 µA。これは、トランジスタがシンクできる最小電流です。線が低くなるはずのときに線がしっかりと低く保たれるように、余分なものが必要です。少なくとも500 µAをシンクできるはずだと思いますが、それをカットする特別な理由がない限り、1 mAを使用します。

出力が1 mAをシンクする必要があることがわかったので、オプトのデータシートを見て、1 mAを出力するためにドライブを駆動する必要があるかどうかを確認します。この部分の「-3」バリアントを使用しています。データシートの最初のページによると、最小保証電流伝達率は100％です。つまり、トランジスターは、少なくとも1つのLEDを流れるのと同じくらいの電流をシンクすることができます。ただし、CTR仕様をわずかに上回る「±10 mA」に注意してください。これが本当に言っているのは、LEDに10 mAを流せば、トランジスタは少なくとも10 mAをシンクできるということです。実際には、他の入力電流では何も約束しません。

データシートを詳しく見ると、ページ3の上部に追加情報があります。ここでは、実際に1 mA入力のCTRを示しています。現在は34％のみが保証されていることに注意してください。つまり、1 mAの出力シンク機能を使用するには、1 mA / 34％= 2.9 mAでLEDを駆動する必要があるため、絶対最小値3 mAを目指しましょう。

検知する必要がある電圧は230 V ACだと言います。これは正弦波であるため、325 Vのピークがあります。オプトの出力信号はマイクロに入力されるため、電源がオンのときに安定した信号である必要はありません。実際、マイクロが一時的な中断やグリッチを乗り越えることができるのは良い考えです。おそらく、信号がオフの場合はmsごとにデクリメントされ、オンの場合は50のような値にリセットされるカウンターを保持します。つまり、電源がオフになっていることを宣言するために、50ミリ秒間信号を見る必要はありません。必要なのは、ラインサイクルのピークで少しブリップするだけで、このシステムは正常に機能します。ラインサイクルのピークは、50 Hzの電力で10 msごとに発生することに注意してください。

それでは、私たちがどこにいるか見てみましょう。電源電圧が325 Vの場合、LEDに少なくとも3 mAの電流を流したいと考えています。LEDは最大1.65 Vに低下します（2ページの一番下の表の上部）。 。最小200 VAC、つまり283 Vピーク、およびLEDドロップ後の281 Vを検出できるようにしましょう。281 V / 3 mA = 94kΩ 理論的には、パワーピークごとに少なくとも少しだけ出力をトリガーするために、LEDと直列に必要なのはそれだけです。

実際には、マージンを追加することをお勧めします。出力は、少しの間だけオンになることが保証されるだけでなく、各半サイクルの合理的な有限分数に対してアサートされるようにします。これらすべてを考えると、抵抗を約47kΩに半分にしたいと思います。これにより、すべての合理的な条件で大きなマージンを伴って出力が確実にオンになります。

あなたがする必要があるのはそれだけだと思う​​かもしれませんが、待ってください、まだあります。240 Vのような高いライン電圧で何が起こるかを考えてみてください。ピークは340 Vであり、LEDで7.2 mAを引き起こします。最大許容LED電流（60 mA）を確認する必要があるため、問題ありません。ただし、抵抗の電力消費を考慮してください。最悪の場合のライン電圧が240 Vである場合、抵抗器に流れる電力は（LED電圧降下を無視して）（240 V）² /47kΩ= 1.23 Wです。これは少なくとも「2 W」の抵抗でなければなりません。すると、かなり暖かくなります。

別の問題は、抵抗の電圧定格を考慮する必要があることです。340 Vのピークに耐えることができる必要があるため、全体で2 Wおよび400 Vの定格の47kΩの抵抗が必要です。これらを見つけることはできますが、直列に複数の抵抗を使用する方が簡単かもしれません。これにより、ピーク抵抗と電力損失が直列抵抗に分散されます。4つの12kΩ抵抗がこれを実行し、300 mWしか消費せず、それぞれ85 Vを表示します。これは、これを大量に購入できる量産品でない限り、単一の抵抗器よりも見つけやすく安価です。したがって、質問に対する答えは、4つの通常の12kΩ1/2ワット抵抗をLEDと直列に配置することです。

R1とR2を表示するときに、これらをオプトの両側で分割する必要がないことに注意してください。どこかにLEDと直列に1つの抵抗があれば十分です。この場合、この抵抗は4つの個別の抵抗で構成されているため、回路の高電圧側で機械的に最適に動作するように任意の方法で分割できます。高電圧のクリープ経路を最大化し、熱を分散させるために、エンドツーエンドであることが好ましい。

しかし、このアプリケーションではこのフォトカプラがあまり好きではありません。電流伝達比が非常に低いため、多くのLED電流を供給しなければならず、抵抗で多くの電力が消費されます。高電流伝達比が有用で速度がそれほど重要ではないこの種のアプリケーションでは、安価で入手可能なFOD817が気に入っています。この部品のDバージョンには、5 mAで3倍のCTRが保証されています。彼らはあなたが1 mAを得るものを正確に言うわけではありませんが、出力が1 mAで少なくとも1 mAをシンクできることはかなり安全な賭けです。

FOD817には単一のLEDがありますが、これは簡単に処理できます（FOD814には連続したLEDがありますが、利用可能性は低く、いくつかの高ゲインのバリエーションはありません）。上記の50ミリ秒のスキームを使用すると、ラインサイクルごとに20ミリ秒ごとにパルスを取得しても問題ありません。抵抗に加えてダイオードをLEDと直列に配置し、LEDの両端に大きな値の抵抗を配置して、ダイオードのわずかな漏れのために高い逆電圧が発生しないようにします。100kΩは問題なく、その電流が他の計算とは無関係になるのに十分な大きさです。これのもう1つの利点は、LED電流が少なくて済むために消費電力が低くなるだけでなく、LEDが一方向にのみ駆動されるため、電力が2分の1に減少することです。

だからここに私の最終的な答えがあります：

このタイプのアプリケーションで非常に高いCTRを探している場合は、Liteon LTV-8xxxシリーズをご覧ください。600％以上 1mA IFで。